基于AlGaN/GaN HEMT器件的高频高压动态导通阻抗提取电路及提取方法

摘要

本发明公开了一种基于AlGaN/GaN HEMT器件的高频高压动态导通阻抗提取电路，供电单元一通过串联负载给器件漏极供电，电流监测单元测量通过器件的电流，驱动单元为器件提供所需的调制驱动；供电单元二通过恒流源给二极管D1，D2，D3，D4供电，电压监测单元用于测量C点电压，差分电压监测单元用于监测二极管D2和D3的前向压降，并公开动态导通阻抗提取方法。本发明采用双二极管串联隔离测量法测量导通阻抗，电路结构简单，监测电压始终为低压；采用双二极管串联隔离，使二极管前向导通电压可在低压范围内实时测量，提高了测量精度；采用特定的极小结电容二极管，提高了高频响应，实现了高频测量。

说明书

技术领域

本发明涉及一种基于AlGaN/GaN HEMT器件的高频高压动态导通阻抗提取电路及提取方法。

背景技术

AlGaN/GaN高电子迁移率晶体管(HEMT)是继硅基和碳化硅基MOSFET之后的新一代宽禁带半导体器件，拥有硅基无可比拟的优越性能，比碳化硅基也要更好，且成本比碳化硅基更便宜。AlGaN/GaN器件具备宽禁带、极化效应和导带不连续性等特点，使得AlGaN/GaNHEMT器件能够制备出具有高耐压、大电流、高耐温、高频、强抗干扰等优越性能的场效应晶体管。AlGaN/GaN HEMT器件目前是一个新的领域，未来必将引领场效应晶体管的新方向，继续延续摩尔效应的市场规律。

AlGaN/GaN材料自身的自发极化以及晶格常数差异所带来的压电极化和导带不连续性而形成天然的体密度高达10¹⁹量级的高浓度二维电子气，使得其导通阻抗非常低。在结构方面，因为二维电子气的存在，AlGaN/GaN>

另一方面，目前GaN、AlGaN材料生长产生的高密度缺陷仍困扰着该产业的发展，致使AlGaN/GaN HEMT器件存在一系列的可靠性问题，电气性能主要表现为电流崩塌、动态导通阻抗增加、Kink效应以及栅、漏延迟等。这些可靠性的问题再加上AlGaN/GaN HEMT器件独特的高电压、大电流特点，使得目前基于硅基和碳化硅基MOSFET的测试设备和测量方法都变得不太适用，这必将在AlGaN/GaN HEMT器件产业化的同时还催生一系列新的测试表征方案和设备。比如，为了消除AlGaN/GaN HEMT器件在测试过程中的自热效应，因其高电压、大电流，就需要更小的百ns级脉冲宽度，而在高压和大电流下同时要实现百ns级脉冲宽度就是一个难点。

动态导通阻抗增加是AlGaN/GaN HEMT器件独有的问题之一，主要是由高场下俘获效应引起，也是存在的高密度缺陷带来的困扰。动态导通阻抗的增加将会抵消其导通阻抗小的特点，使得AlGaN/GaN HEMT器件在高频开关电源及相似的领域中使用时的功耗增加，频率越高、漏极关态电压越高，该动态导通阻抗还呈现越高的趋势。因此，提取AlGaN/GaNHEMT器件的动态导通阻抗就非常重要。

AlGaN/GaN HEMT动态工作电路图和工作时序图如图1-2所示，当栅极驱动(Vdrive)为低电平时，器件关断，漏极电压(Vdrain)为高压，比如650V。当栅极驱动为高电平时，器件开通，漏极电压跟随导通沟道电流(Ichannel)。漏极监测电压(Vt)等于漏极电压，则导通阻抗Rdson＝Vdrain/Ichannel。因为AlGaN/GaN HEMT的导通阻抗很低，通常为mΩ级别，因而此时漏极电压也会非常低，比如200mΩ导通阻抗下流经5A电流就是形成1V电压降。也即是说，漏极电压在整个过程是从1V到650V摆动变化。这么宽的电压变化就导致电压探头既要承受高压，又要有足够的精度去探测低压，目前市场上的探头是很难达到这样的要求，即便能达到价格也非常昂贵。通常使用的高压探头为隔离电压探头，其衰减比例为1:50，这极大的降低了低压探测精度，影响对AlGaN/GaN HEMT器件的动态导通阻抗的有效评估。

如图3-4所示，参考文献一(B.Lu and T.Palacios,D.Risbud,S.Bahl,D.I.Anderson,"Extraction of Dynamic On-resistance in GaN Transistors underSoft-and Hard-switching Conditions,"IEEE Com pound Semiconductor IntegratedCircuit Symposium,Nov,2011.doi:10.1109/CSICS.2011.6062461.)采用限压测量法，Q1始终处于线性导通，使漏极监测电压(Vt)始终处于低电平状态。当AlGaN/GaN HEMT器件栅极驱动为低电平时，器件关断，漏极电压为高压，漏极监测电压(Vt)由线性导通的Q1和稳压管ZD1钳位到某一设定的低电平，比如5V。当AlGaN/GaN HEMT器件栅极驱动为高电平时，器件开通，漏极监测电压低于ZD1的钳位电压值，漏极监测电压(Vt)经由线性导通的Q1测量漏极电压，因此，Vt＝Vdrain，其测量精度高。

但是，参考文献一的方案存在的问题是：

Q1是MOS管，其线性区很窄，控制不太容易；

Q1因为要承受高压，因此其线性导通阻抗应足够大，因而Q1的导通电流就会受限；

Q1的输出寄生电容Coss大，尤其是在AlGaN/GaN HEMT器件导通时，Q1的漏极工作电压很低，此时Coss高达数百pF甚至数千pF，而Q1的导通电流在低漏极监测电压(Vt)时极小，极大地会影响到Q1输出寄生电容的Coss放电时间，即如图4阻性负载下所示的脉冲宽度t_dc会很宽，使其无法进行高频测试。

如图5所示，参考文献二(N.Badawi,O.Hilt,E.B.Treidel,J.Bocker,J.Wiirfland S.Dieckerhoff,"Investigation of the Dynamic On-State Resistance of 600VNormally-off and Normally-on GaN H EMTs,"in IEEE Transactions on IndustryApplications,vol.52,no.6,pp.4955-4964,N ov,2016.)采用隔离测量法，D2实现隔离功能，D1和D2为高电压大电流SiC二极管，使漏极监测电压(Vt)始终处于低电平状态。当AlGaN/GaN HEMT器件栅极驱动为低电平时，器件关断，漏极电压为高压，漏极监测电压(Vt)被D2截止隔离，同时，漏极通过D1向C1充电至ZD2的钳位电压，该电压为AlGaN/GaN HEMT器件开通时提供供电。

当AlGaN/GaN HEMT器件栅极驱动为高电平时，器件开通，漏极监测电压经由D2探测漏极电压，其供电来自C1的储存能量，因此，V_t＝V_drain+V_{F_D2}(D2前向导通电压)。

但是，该解决方案的问题是：

C1因为ZD2而处于低压状态，为了给D2提供足够的供电能量，其容值很大，达数百μF。通常漏极测试供电单元需要从低压到高压变化，比如从50V变化到650V，则向C1串联充电的R1电阻就会选取比较大的阻值，那么，在低漏极测试供电时，其充电时间会很长，也即达到稳定工作状态的时间很长。

SiC二极管D2的并联寄生结电容大，尤其是在AlGaN/GaN HEMT器件导通时，D2的工作电压很低，此时结电容高达数百pF，不利于高频化的测试。

为了实现高频化测试，C1通过R2对D2结电容放电的电流要大，因为结电容大，所以，该放电电流会比较大，会在D2上产生自热效应，从而降低动态导通阻抗的测量精度，难以测量小沟道电流时的动态导通阻抗。

发明内容

本发明的目的在于提供一种基于AlGaN/GaN HEMT器件的高频高压动态导通阻抗提取电路，可对AlGaN/GaN HEMT器件的阈值和导通阻抗进行快速检测。

本发明的目的通过以下技术方案实现：

一种基于AlGaN/GaN HEMT器件的高频高压动态导通阻抗提取电路，包括：AlGaN/GaN HEMT器件、供电单元一、供电单元二、负载单元、恒流源I₁、驱动单元、电流监测单元、电压监测单元、差分电压监测单元、其中供电单元一串连负载单元给AlGaN/GaN>

供电单元二串联恒流源I1，恒流源I1连接到B点，二极管D1和D2串联，D1的正极连接到D2的负极，D1的负极接AlGaN/GaN HEMT器件的漏极，D2的正极连接到B点，D2的负极连接二极管D5的负极，D5的正极接地，D2的正极连接二极管D6的负极，D6的正极接地，还包括电阻Rt，电阻Rt一端连接到B点，另一端接地，电压监测单元用于监测电阻Rt电压，差分电压监测单元用于监测二极管D2的前向压降。

供电单元二为恒流源I1提供低压供电，恒流源I1可以采用外部可实现恒流源输出功能的设备，也可以是恒流二极管或者其它的恒流控制电路，该恒流源所需电流可以在0.5mA-25mA范围内根据设计需要任意设定。

电阻R_t的作用是抑制B点振荡，也同时是恒流源I₁的负载，能为恒流源I₁提供必要的稳定工作条件，但不影响动态导通阻抗的测量。

优选的，还包括二极管D3和D4，所述二极管D3和D4串联，D3的正极连接到B点，D3的负极连接到D4的正极，D4的负极与电阻Rt一端连接，电阻Rt另一端接地，差分电压监测单元用于监测二极管D2以及D3的前向压降。

优选的，还包括同步监测器，所述同步监测器用于接收并显示电压监测单元、电流监测单元、差分电压监测单元的信号。

优选的，所述负载单元为纯阻性负载或感性负载。

优选的，所述D1、D2、D3、D4为相同型号的高压小电流二极管，结电容小，在2V以下结电容小于40pF，更为理想地，D1、D2、D3、D4应该做在同一封装中，即采用同一个衬底同一种工艺同一批次生产出来。

优选的，D1和D2的串联总前向导通电压与D3和D4的串联总前向导通电压差不超过10mV。

优选的，D5、D6为小信号二极管或稳压管。可串联小电阻抑制振荡，也可不串联小电阻，在器件导通瞬间提供一个大电流放电路径，抑制B点负向电压并减小振荡，通常1N4148就非常适用，相似地，更小结电容的该器件更为理想。

驱动单元包括逻辑控制、缓冲放大、调制输出以及防止线路振荡并减小EMI问题的驱动回路、放电回路、磁珠等。

本发明还公开了一种基于未设置二极管D3、D4的高频高压动态导通阻抗提取电路的提取方法，其步骤包括：

D、数字控制器发送脉冲驱动信号到驱动单元；

E、电流监测单元、电压监测单元、差分电压监测单元分别检测对应位点的电压或电流；

F、根据以下公式计算得到AlGaN/GaN HEMT器件的动态导通阻抗R_dson，

其中V_C由电压监测单元测得，I_Load由电流监测单元测得，V_F2为差分电压监测单元测得的二极管D2的前向压降，I₁为设定的恒流源电流，R_t为电阻Rt的阻值。

本发明还公开了一种基于设置了二极管D3、D4的高频高压动态导通阻抗提取电路的提取方法，其步骤包括：

A、数字控制器发送脉冲驱动信号到驱动单元；

B、电流监测单元、电压监测单元、差分电压监测单元分别检测对应位点的电压或电流；

C、根据以下公式计算得到AlGaN/GaN HEMT器件的动态导通阻抗R_dson，

其中V_C由电压监测单元测得，I_Load由电流监测单元测得，V_F2为差分电压监测单元测得的二极管D2的前向压降，V_F3为差分电压监测单元测得的二极管D3的前向压降，I₁为设定的恒流源电流，R_t为电阻Rt的阻值。

本发明有益效果如下：

(1)采用双二极管串联隔离测量法，电路结构简单，监测电压始终为低压；

(2)采用双二极管串联隔离，使二极管前向导通电压可在低压范围内实时测量，提高了测量精度；

(3)双二极管串联抬高了监测电压的基值，提高了测试设备的测量精度；

(4)采用特定的极小结电容二极管，串联后结电容进一步减小，提高了高频响应，实现了高频测量；

(5)采用恒流源供电，提高测量一致性和可控性

附图说明

图1为AlGaN/GaN HEMT器件动态工作电路图；

图2为AlGaN/GaN HEMT器件动态工作时序图；

图3为参考文件1的电路示意图；

图4为参考文件1的器件动态工作时序图；

图5为参考文件2的电路示意图；

图6为实施例1的基于AlGaN/GaN HEMT器件的高频高压动态导通阻抗提取电路图。

图7为实施例2的基于AlGaN/GaN HEMT器件的高频高压动态导通阻抗提取电路图。

具体实施方式

实施例1

如图6所示，一种基于AlGaN/GaN HEMT器件的高频高压动态导通阻抗提取电路，包括：AlGaN/GaN HEMT器件、供电单元一、供电单元二、负载单元、恒流源I₁、驱动单元、电流监测单元、电压监测单元、差分电压监测单元、其中供电单元一串连负载单元给AlGaN/GaNHEMT器件的漏极供电，电流监测单元用于监测通过AlGaN/GaN>

供电单元二串联恒流源I1，恒流源I1连接到B点，二极管D1和D2串联，D1的正极连接到D2的负极，D1的负极接AlGaN/GaN HEMT器件的漏极，D2的正极连接到B点，D2的负极连接二极管D5的负极，D5的正极接地，D2的正极连接二极管D6的负极，D6的正极接地，还包括电阻Rt，电阻Rt一端连接到B点，另一端接地，电压监测单元用于监测电阻Rt电压即图6中C点电压，差分电压监测单元用于监测二极管D2的前向压降，D1和D2为相同型号的高压小电流二极管或多个二极管串，其特点是结电容小，在2V以下结电容应小于40pF，更为理想地，D1和D2应该做在同一封装中，即采用同一个衬底同一种工艺同一批次生产出来，或者尽可能地挑选在相同导通电流下前向导通电压差异不超过10mV的器件。D5、D6为小信号二极管或稳压管，可串联小电阻抑制振荡，也可不串联小电阻，在器件导通瞬间提供一个大电流放电路径，抑制B点负向电压并减小振荡，通常1N4148就非常适用，相似地，更小结电容的该器件更为理想。电阻R_t的作用是抑制B点振荡，也同时是恒流源I₁的负载，能为恒流源I₁提供必要的稳定工作条件，但不影响动态导通阻抗的测量。

还包括同步监测器，所述同步监测器用以将电压监测单元、电流监测单元以及差分电压监测单元的测量信号同步地显示在一起，便于观看和分析，比如栅极驱动信号，通常是通过示波器来进行监测。

基于本实施例的高频高压动态导通阻抗提取电路的提取方法，其步骤包括：

A、数字控制器发送脉冲驱动信号到驱动单元；

B、电流监测单元、电压监测单元、差分电压监测单元分别检测对应位点的电压或电流；

C、根据以下公式计算得到AlGaN/GaN HEMT器件的动态导通阻抗R_dson，

其中V_C为C点电压，由电压监测单元测得，I_Load为通过AlGaN/GaN>F2为差分电压监测单元测得的二极管D2的前向压降，I₁为设定的恒流源电流，R_t为电阻Rt的阻值。

本发明采用隔离测量法，D1和D2实现隔离功能，使漏极监测电压(Vt)始终处于低电平状态。当AlGaN/GaN HEMT器件栅极驱动为低电平时，器件关断，漏极电压为高压，漏极监测电压被D1和D2截止与漏极电压隔离，同样地，D2也被D1截止与漏极电压隔离，此时D1的测量电压和C点的测量电压均为供电单元二的低值供电电压。当AlGaN/GaN HEMT器件栅极驱动为高电平时，器件开通，漏极监测电压经由D1和D2探测漏极电压，其供电来自恒流源I1。其计算公式推导如下：

因此

实施例2

如图7所示，一种基于AlGaN/GaN HEMT器件的高频高压动态导通阻抗提取电路，包括：AlGaN/GaN HEMT器件、供电单元一、供电单元二、负载单元、恒流源I₁、驱动单元、电流监测单元、电压监测单元、差分电压监测单元、其中供电单元一串连负载单元给AlGaN/GaNHEMT器件的漏极供电，电流监测单元设置于AlGaN/GaN>

供电单元二串联恒流源I1，恒流源I1连接到B点，二极管D1和D2串联，D1的正极连接到D2的负极，D1的负极接AlGaN/GaN HEMT器件的漏极，D2的正极连接到B点，D2的负极连接二极管D5的负极，D5的正极接地，D2的正极连接二极管D6的负极，D6的正极接地，还包括二极管D3、D4和电阻Rt，所述二极管D3和D4串联，D3的正极连接到B点，D3的负极连接到D4的正极，D4的负极与电阻Rt一端连接，电阻Rt另一端接地，差分电压监测单元用于监测二极管D2以及D3的前向压降，电压监测单元用于监测电阻Rt电压即图6中C点电压，D1、D2、D3和D4为相同型号的高压小电流二极管或多个二极管串，其特点是结电容小，在2V以下结电容应小于40pF，更为理想地，D1、D2、D3和D4应该做在同一封装中，即采用同一个衬底同一种工艺同一批次生产出来，或者尽可能地挑选在相同导通电流下前向导通电压差异不超过10mV的器件，且通过组合调配，将D1和D2的串联总前向导通电压与D3和D4的串联总前向导通电压控制在差异不超过10mV。D5、D6为小信号二极管或稳压管，可串联小电阻抑制振荡，也可不串联小电阻，在器件导通瞬间提供一个大电流放电路径，抑制B点负向电压并减小振荡，通常1N4148就非常适用，相似地，更小结电容的该器件更为理想。电阻Rt的作用是抑制B点振荡，也同时是恒流源I1的负载，能为恒流源I1提供必要的稳定工作条件，但不影响动态导通阻抗的测量。

还包括同步监测器，所述同步监测器用以将电压监测单元、电流监测单元以及差分电压监测单元的测量信号同步地显示在一起，便于观看和分析，比如栅极驱动信号，通常是通过示波器来进行监测。

基于本实施例的高频高压动态导通阻抗提取电路的提取方法，其步骤包括：

A、数字控制器发送脉冲驱动信号到驱动单元；

B、电流监测单元、电压监测单元、差分电压监测单元分别检测对应位点的电压或电流；

C、根据以下公式计算得到AlGaN/GaN HEMT器件的动态导通阻抗R_dson，

其中V_C由电压监测单元测得，I_Load由电流监测单元测得，V_F2为差分电压监测单元测得的二极管D2的前向压降，V_F3为差分电压监测单元测得的二极管D3的前向压降，I₁为设定的恒流源电流，R_t为电阻Rt的阻值。

本发明采用隔离测量法，D1和D2实现隔离功能，使漏极监测电压(Vt)始终处于低电平状态。当AlGaN/GaN HEMT器件栅极驱动为低电平时，器件关断，漏极电压为高压，漏极监测电压被D1和D2截止与漏极电压隔离，同样地，D2也被D1截止与漏极电压隔离，此时D1的测量电压和C点的测量电压均为供电单元二的低值供电电压。当AlGaN/GaN HEMT器件栅极驱动为高电平时，器件开通，漏极监测电压经由D1和D2探测漏极电压，其供电来自恒流源I1。其计算公式推导如下：

V_C＝V_B-2V_F3

因此

上述实施例为本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受上述实施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。