一种交流位置伺服系统中干扰的观测和补偿方法

摘要

本发明公开了一种三相异步电机矢量控制伺服系统中干扰的观测和补偿方法，包括采用干扰观测器(DOB)结合PID控制方法对系统中存在的干扰进行抑制，伺服系统采用位置环和电流环的双闭环结构，在位置环内面向电流环设计干扰观测器(DOB)，电流环控制器采用PI控制，位置环采用PD控制，本发明可对交流位置伺服系统中的干扰加以抑制，干扰观测器(DOB)具有响应快和可独立调整的特点，能有效抑制干扰，且对系统参数变化具有较强的鲁棒性，无需额外的力或力矩传感器，在设计时可选择阶次、相对阶次和低通滤波器带宽等参数，实现简单，方法灵活，易于控制。

说明书

技术领域

本发明涉及三相异步电机伺服系统，特别涉及矢量控制交流伺服系统中干扰的观测和补偿方法。

背景技术

在交流位置伺服系统中，干扰是造成系统伺服性能下降的主要因素，必须加以抑制。在位置伺服系统中，干扰主要有以下几个来源：(1)辨识得到的名义模型与实际被控对象间的误差、机电伺服系统建模过程忽略的结构性不确定因素；(2)系统在运行过程中受到的诸如负载突变、工作环境变化等外部干扰；(3)由静摩擦和库仑摩擦(非线性摩擦)引起的负载力矩干扰等。

在传统控制系统中，通常采用PID控制方法对上述干扰加以抑制，但这种方法存在对负载变化的适应能力差、抗干扰能力弱和易受系统参数变化影响等弱点。由于积分环节的存在，PID和PI对交变干扰的抑制效果不好，对静摩擦又会出现极限环和低速爬行等。如果采用单纯的PD控制，对阶跃干扰又会存在静差，无法实现精确的位置控制。

发明内容

本发明要解决的技术问题在于，针对现有技术的上述缺陷，提供一种交流位置伺服系统中干扰观测和补偿的方法，对系统中诸如负载突变、模型不确定性和非线性摩擦等干扰进行抑制，提高系统的抗干扰能力和鲁棒性。

本发明解决其技术问题所采用的技术方案是：包括采用干扰观测器(DOB)结合PID控制方法对系统中存在的干扰进行抑制，伺服系统采用位置环和电流环的双闭环结构，在位置环内面向电流环设计干扰观测器(DOB)，电流环控制器采用PI控制，位置环采用PD控制。

本发明的有益效果是，本发明采用了干扰观测器(DOB)结合PID可对交流位置伺服系统中的干扰加以抑制，干扰观测器(DOB)具有响应快和可独立调整的特点，能有效抑制干扰，且对系统参数变化具有较强的鲁棒性，无需额外的力或力矩传感器，在设计时可选择阶次、相对阶次和低通滤波器带宽等参数，实现简单，方法灵活，易于控制。

附图说明

下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细说明。

图1为干扰观测器的基本结构框图。

图2为干扰观测器的等价结构框图。

图3为矢量控制的双闭环位置伺服系统结构框图。

图4为简化后的电流闭环原理框图。

图5为简化后的位置闭环原理框图。

图6为采用面向电流环DOB的双闭环位置伺服系统结构框图。

具体实施方式

如图1所示，P(s)表示实际系统，P_n(s)表示名义模型，u为系统的外部输入，d为干扰项，为d的估计值，ξ为测量噪声，Q(s)为低通滤波器，其相对阶次大于或等于P_n(s)的相对阶次。DOB把实际系统输出与名义模型输出的差异作为一个等效的干扰，应用于名义模型。它估计出等效的干扰，并将其作为补偿信号反馈到输入端。

为了理解基于干扰观测器的整个系统的原理，首先可令Q(s)＝1，得到 $>ver>>\delta >^>>=ver>>d>^>>=>>(>1>->>>>P>n>>>(>s>)>>>>P>>(>s>)>>>>)>>u>+>>1>>P>>(>s>)>>>>\xi >+>d>.>>>理想条件下，P$_n(s)与P(s)相等，则输出可表示为 $>>y>=>P>>(>s>)>>>(>u>-ver>>d>^>>+>d>)>>=>>P>n>>>(>s>)>>u>->\xi >.>>>从图2可以看出，y＝G$_uy(s)u+G_dy(s)d+G_xy(s)ξ，其中 $>>>G>uy>>=>>>P>>(>s>)>>>P>n>>>(>s>)>>>>>P>n>>>(>s>)>>+>>(>P>>(>s>)>>->>P>n>>>(>s>)>>)>>Q>>>,>>>$ >>>G>dy>>=>>>P>>(>s>)>>>P>n>>>(>s>)>>>(>1>->Q>>(>s>)>>)>>>>>P>n>>>(>s>)>>+>>(>P>>(>s>)>>->>P>n>>>(>s>)>>)>>Q>>>,>>>$ >>>G>xy>>=>>>P>>(>s>)>>Q>>(>s>)>>>>>P>n>>>(>s>)>>+>>(>P>>(>s>)>>->>P>n>>>(>s>)>>)>>Q>>(>s>)>>>>.>>>$$$

从上述的方程中，我们可以看出干扰观测器的设计主要依靠Q(s)，它是决定系统鲁棒性和抗干扰能力的重要参数。

如果Q(s)≈1，可以得到G_uy≈P_n，G_dy≈0，G_xy≈-1，表明干扰观测器使得实际系统与名义模型相似，同时增强了控制系统的鲁棒性。如果Q(s)≈0，可以得到G_uy≈P G_dy≈P G_xy≈0，表明此时系统接近于开环，没有反馈环节，也就没有测量噪声的存在。

综上所述，滤波器Q(s)的设计原则是：(1)为使系统能够对干扰进行实时补偿，Q(s)的低频动态特性应该接近于1，使得在DOB的动态过程结束后， $>ver>>\delta >^>>\approx ver>>d>^>>\approx >d>;>>>(2)为抑制测量噪声，应使Q(s)的高频动态特性接近于零，使系统在高频段表现出开环系统的特征。因此Q(s)是低通滤波器。$

为了使低通滤波器Q(s)与名义模型的逆组合成Q(s)P_n^-1(s)，物理上可实现，同时为了抑制高频的测量噪声，可将图1等价变形成图2所示的形式。

如图3所示，本发明方法设计了由位置环和电流环组成的双闭环位置伺服系统，采用矢量控制原理对三相异步电机进行位置控制。由图3可以看到，电流环分为力矩电流环和励磁电流环，这两个环在控制方式上是相同的。

(1)电流环的设计

图4为简化后的电流闭环原理框图。电流环采用PI控制，其控制器用传递函数表示为 $>>>G>i>>>(>s>)>>=>>K>>p>\_>crt>>>+>>>K>>i>\_>crt>>>s>>,>>>图中$ >>>a>>\_>crt>>>=>>1>>T>el>>>,>>b>>\_>crt>>>=>>1>>>T>el>>·>>R>s>>>>,>>>T$$_el为电机的电气时间常数，R_s为电机的定子电阻。由此可以知道，电流闭环的传递函数即可以表示为 $>>>G>>\_>crt>>>>(>s>)>>=>>>>K>>p>\_>crt>>>>b>>\_>crt>>>s>+>>K>>i>\_>crt>>>>b>>\_>crt>>>>>>s>2>>+>>(>>a>>\_>crt>>>+>>K>>p>\_>crt>>>>b>>\_>crt>>>)>>s>+>>K>>i>\_>crt>>>>b>>\_>crt>>>>>,>>>如果令\omega$_{_crt}表示期望的电流环自然频率，ξ_{_crt}表示期望的电流环阻尼比，由二阶系统的特性ω_{_crt}²＝K_{i_crt}b_{_crt}和2ω_{_crt}ξ_{_crt}＝a_{_crt}+K_{p_crt}b_{_crt}，选择合适的自然频率和阻尼比，即可得到电流环控制器的两个参数 $>>>K>>i>\_>crt>>>=>>>>\omega >>\_>crt>>>2>>>b>>\_>crt>>>>>>和$ >>>K>>p>\_>crt>>>=>>>2>>\omega >>\_>crt>>>>\xi >>\_>crt>>>->>a>>\_>crt>>>>>b>>\_>crt>>>>.>>>$$

(2)位置环的设计

在设计时，要保证电流环的带宽远远大于位置环的带宽，此时整个电流环的响应时间将远远小于外环的响应时间，在分析时即可将实际力矩电流等同于参考电流，即i_q＝i_{q_ref}。

异步电机的运动方程为 $>>J>>d\omega >dt>>+>+>>B>>n>p>>>\omega >=>>T>e>>->>T>L>>=>>Ki>q>>->>T>L>>,>>>其中J为电机轴的转动惯量与折算到电机轴上的负载转动惯量之和；B为电机轴的粘性阻尼系数与折算到电机轴上的负载粘性阻尼系数之和；n$_p为电机的极对数；T_e为电磁转矩；K为力矩常数；T_L为负载力矩，可以视为系统的一个未知干扰。故异步电机调速系统中，从净转矩到转速为一阶惯性环节，用传递函数可表示为 $>>>G>>\_>crt>>>>(>s>)>>=>>>\Omega >>(>s>)>>>>I>>q>\_>ref>>>>=>>K>>Js>+>B>>>.>>>为了表达方便，写成$ >>>G>>\_>crt>>>>(>s>)>>=>>>b>>\_>spd>>>>s>+>>a>>\_>spd>>>>>,>>>其中a$$_{_spd}＝B/J＝0，b_{_spd}＝K/J。

将速度闭环 $>>>G>>\_>crt>>>>(>s>)>>=>>>b>>\_>spd>>>>s>+>>a>>\_>spd>>>>>>>作为被控对象，把测得的速度信号进行积分，然后反馈到位置给定端，即构成了位置闭环，此时位置控制器的输出即为速度控制器的输入。图5为简化后的位置闭环原理框图，位置环采用PD控制，其控制器用传递函数表示为G$_θ(s)＝K_{p_pos}+K_{d_pos}s，则整个双闭环位置伺服系统的传递函数为 $>>>G>>\_>pos>>>>(>s>)>>=>>>>K>>d>\_>pos>>>>b>>\_>spd>>>s>+>>K>>p>\_>pos>>>>b>>\_>spd>>>>>>s>2>>+>>(>>a>>\_>spd>>>+>>b>>\_>spd>>>>K>>d>\_>pos>>>)>>s>+>>K>>p>\_>pos>>>>b>>\_>spd>>>>>.>>>同样的，令\omega$_{_pos}表示期望的双闭环系统的自然频率，ξ_{_pos}表示期望的双闭环系统的阻尼比，根据二阶系统的特性ω_{_pos}²＝K_{p_pos}b_{_spd}和2ω_{_pos}ξ_{_pos}＝a_{_spd}+K_{d_pos}b_{_spd}，选择合适的自然频率和阻尼比，即可得到位置控制器的两个参数 $>>>K>>p>\_>pos>>>=>>>>\omega >>\_>pos>>>2>>>b>>\_>spd>>>>>>和$ >>>K>>d>\_>pos>>>=>>>2>>\omega >>\_>pos>>>>\xi >>\_>pos>>>->>a>>\_>spd>>>>>b>>\_>spd>>>>.>>>$$

(3)干扰观测器的设计

在位置环内面向电流闭环设计干扰观测器，其原理图如图6所示。被控对象为图4所示的电流闭环，用P(s)表示，对应的名义模型用P_n(s)来表示；Q(s)表示低通滤波器；θ_{_ref}，θ，ω，d分别表示位置给定值、实际位置输出、电机转速和干扰项。干扰项包括建模时参数的不确定性以及非线性摩擦和负载变化等外部干扰。

在双闭环的位置伺服系统中，设计DOB时，将电流环视为被控对象，它可以简化为一阶惯性环节，此时名义模型的传递函数可以写为 $>>>P>n>>>(>s>)>>=>>>b>>\_>spd>>>>s>+>>a>>\_>spd>>>>>.>>>根据滤波器Q(s)的设计原则，Q(s)应尽可能选择较低阶次，而为了保证Q(s)物理可实现，其相对阶次又必须大于等于被控系统的相对阶次，综合考虑，本设计中选择一阶低通滤波器$ >>Q>>(>s>)>>=>>1>>\tau s>+>1>>>,>>>其中，\tau 为滤波器的时间常数，大小为位置环采样时间的10倍。$$