一种输出共模电压恒定的全差分轨到轨放大器的设计

摘要

本发明提出了一种输出共模电压恒定的全差分轨到轨放大器，其引入了输出共模电压反馈，可以解决由工艺失调等原因引起的输出共模电压不稳定的问题。所述放大器包括轨到轨输入级、共模反馈电路、电流运算中间电路、轨到轨输出级以及偏置电路五部分。所述共模反馈电路作用是接收输出共模电压，基于负反馈原理输出电压信号到电流运算中间电路。所述电流运算中间电路使得无论输入共模电压的高低，输出共模电压始终恒定。所述轨到轨放大器具有以下优点：一.输出共模电压恒定，不受输入共模电压的影响而改变；二.实现输入和输出均是全差分，并且是轨到轨；三.静态工作电流小，功耗低。

说明书

技术领域

本发明属于模拟集成电路设计领域，特别涉及一种输出共模电压恒定的全差分轨到轨放大器的设计。

背景技术

近几十年以来，随着现代集成电路技术的发展，电路尺寸越来越小，而集成电路的电压越来越低，功 耗的要求也越来越严格，因此低压低功耗的集成电路设计成为国际范围内的一个研究热点。另一方面，虽 然移动便携式电子产品取得了迅速发展，但电池技术却远远滞后于电子系统的发展，因此应用于便携式电 子产品的电路设计中，供电电压和功耗成为一个设计瓶颈。

对于传统的运算放大器，如果供电电压变小，其共模输入范围也将变得更小，在低压正反馈和电压跟 随器应用时将受到很大的限制、而轨到轨输入输出运算放大器作为一种特殊类型的运算放大器，在单电源 供电的情况下，其输入电压可从电源地到电源电压，该类型放大器的共模输入范围可以扩展到从负电压轨 到正的电压轨；此外，其输入级跨到在共模输入电压范围内基本保持稳定；此外，其输出电压可以达到电 源电压正负两极。因此，轨到轨的输入与输出成为了最理想的选择，因此该类型的放大器在手机、音频、 视频播放设备以及传感器等电路中都得到了广泛的应用。

现有的全差分轨到轨放大器输出共模电压并非恒定，因此在一些需要输出共模电压恒定的电路设计及 应用场合中无法使用。

发明内容

本发明的目的是提出一种输出共模电压恒定的全差分轨到轨放大器，其引入了输出共模电压反馈，可 以解决由工艺失调等原因引起的输出共模电压不稳定的问题。所述放大器包括轨到轨输入级、共模反馈电 路、电流运算中间电路、轨到轨输出级以及偏置电路五部分。

所述轨到轨输入级包括一对NMOS管M1，M2和一对PMOS管M3，M4，其中M1，M2组成NMOS 差分输入对，M3，M4组成PMOS差分输入对。

共模反馈中间电路包括PMOS管M27，M28，M29，以及NMOS管M30，M31，M32，M21，其作用 是引入输出共模电压V_OCOM的负反馈。

电流运算中间电路包括MOS管M6～M20，其构成了放大器的主电路，保证共模输出电压恒定。

轨到轨输出级包括PMOS管M25，M26，以及NMOS管M22，M23，上述MOS管构成了经典的 CLASSAB型输出级。

偏置电路为主电路提供偏置电压以保证电路的静态工作点。

本发明提出的轨到轨放大器相比于传统的轨到轨放大器，具有以下优点：一.输出共模电压恒定，不 受输入共模电压的影响而改变；二.实现输入和输出均是全差分，并且是轨到轨；三.静态工作电流小，功 耗低。

附图说明

图1是本发明提出的轨到轨放大器的电路图。

图2是本发明提出的轨到轨放大器一个实施例的输出级偏置电路。

具体实施方式

下面结合具体的实施例和附图对本发明的技术方案做进一步详细阐述。

图1是本发明提出的轨到轨放大器的电路图。轨到轨放大器的基本结构由5个模块组成：轨到轨输入 级，电流运算中间电路，共模反馈电路，轨到轨输出级和偏置电路。图1中，MOS管M1，M2，M3， M4构成了经典的轨到轨输入级。NMOS管M1，M2组成NMOS差分输入对，PMOS管M3，M4组成PMOS 差分输入对，输入级的作用是提供模拟信号的输入，将输入的差分电压转化为电流信号，并实现小信号放 大。其中V_INR的作用是提供预设的基准电压值以提供比较参考，当输入电压V_P和V_N都低于V_INR时，将 开关管M5关断，从而M6的栅源电压很小，处于截止状态；当输入电压V_P和V_N都高于V_INR时，将开关 管M5打开，从而导通开关管M6。

虚线框内部为共模反馈环路中的差分放大共模反馈电路，其设计原则为不改变主电路的静态工作点， 其作用是接收输出共模电压V_OCOM，并将其与输出基准电压值V_R1比较，基于负反馈原理输出电压信号到 电流运算中间电路。具体工作原理为：把输出共模电压V_OCOM引入MOS管M29的栅极，通过与基准电压 V_R1进行比较，将差值转化为M21的栅源压降ΔV_GS，MOS管M21的栅极与M12、M14的栅极连接，因 此M21的栅源压降ΔV_GS转化为M12和M14的电流，该电流进一步转化为MOS管M22和M23的电压变 化，从而改变输出共模电压。

当输出共模电压V_OCOM高于基准电压V_R1时，MOS管M21的栅端电压变低，因此M12和M14的栅 端电压也变低，所以节点电压V_N1和V_N2(即M22和M23的栅端电压)变高，导致M22和M23的输出电 流变大，从而将V_OCOM的电压拉低，从而实现输出共模电压反馈。当输出共模电压V_OCOM低于基准电压 V_R1时，电路的工作原理与之类似，通过改变节点电压V_N1和V_N2，使M22和M23的栅端电压降低，从而 使M22和M23的电流变小，从而提高V_OCOM的电压值。

虚线框以外的部分为轨到轨放大器的主放大电路，即电流运算中间电路模块，其包括MOS管M6-M20， 其中M6-M14为NMOS管，M15-M20为PMOS管。其中M6，M7，M8，M9的栅极共连，组成第一电流 镜，M10，M11，M13的栅极共连组成第二电流镜，M12，M14的栅极共连组成第三电流镜，M15，M17， M19的栅极共连组成第四电流镜，M16，M18，M20的栅极共连组成第五电流镜。M6-M15的源极都连接 至V_SSA，即模拟地，M15-M20的源极都连接至VDDA，即电源电压。

当输入电压V_P和V_N的共模电压都低于预设的基准电压值V_INR时，MOS管M1利M2处于截止状态， M5截止，M24相当于电流源，电流源M24的电流全部流入M3和M4，因此，在该电流运算中间电路的 第一级的电流镜负载中，流出PMOS电流镜的电流I₁₈加上流过输入差分对的电流I₂₄等于流入NMOS电 流源的电流I₁₂。

当输入电压V_P和V_N的共模电压都大于V_INR时，M3和M4截止，I₂₄全部流入M5，并且M1和M2 打开，因此流出PMOS电流镜的电流I₁₈等于流过差分输入对的电流I₂₄与流入NMOS电流镜的电流I₁₂之 和。

从上述轨到轨差分输入(M1到M5)的工作过程来看，第一级负载电流镜的电流关系是随着差分输入 的共模电压变化而变化的，因此，当流过M18(或M20)和M12(或M14)的电流出现差值时，节点V_IN1和V_IN2(或V_IN3和V_IN4)的电压就会发生变化，从而输出共模电压就会发生变化，这里虽然有输出共模反 馈电压，但是共模反馈电路会导致电流运算中间电路偏离静态工作点，严重时可能不工作，因此，若要保 证输出共模电压不变，只有使得流过M12的电流在任何情况下都等于M18的电流。而电流运算中间电路 通过MOS管M6-M20实现此功能，下面详细介绍M6～M20的工作原理：

外部的偏置使得M24和M16始终打开，因此

I₂₄＝2*I₁₆     (1)

当输入电压V_P和V_N都小于V_INR时，M1和M2处于截止状态，M3和M4导通，第一电流镜的M6-M9 截止，第二电流镜的M10，M11，M13导通，第四电流镜的M15，M17，M19截止电流源M24的电流全 部流入M3和M4，并且M5截止，无电流通过，因此M6的栅源电压V_GS很低，由于M6，M7，M8，M9 为一组电流镜，M7-M9为复制M6的电流镜像，所以此时M7-M9截止，M15截止，从而M17，M19为 复制M15的电流镜像，也处于截止状态，M16，M18，M20与电流源M24由于外部电压偏置始终导通，因 此此时的电流关系为：

I₂₄/2+I₁₈＝I₁₆+I₁₂     (2)

根据式(1)(2)，可知，I₁₈＝I₁₂，因此在输入电压V_P和V_N都小于V_INR时，流过M18的电流I₁₈等于 流过M12的电流I₁₂。

当输入电压V_P和V_N都大于V_INR时，M3和M4截止，M1和M2导通，M5导通，I₂₄全部流过M5， 因此M6也导通，由M6和M7，M8和M9的电流镜像关系可知，M7-M9也导通，这时M15，M17，M19 也导通，并且

I₁₅＝I₂₄＝2*I₁₇＝2*I₁₉＝2*I₉  (3)

此时I₁₆全部流入到M9，而MI0，M11和M13截止，因此这时的电流关系为：

I₁₇+I₁₈＝I₂₄/2+I₁₂    (4)

而根据式(3)(4)，可以得到：I₁₈＝I₁₂

由上面的推导可以知道，不论输入共模电压高还是低，M6-M20始终能保证流过M18的电流等于流 过M12的电流，因此节点电压V_IN1和V_IN2(或V_IN3和V_IN4)始终保持稳定，所以输出共模电压恒定。

PMOS管M22，M23利NMOS管M25，M26构成了轨到轨放大器的输出级，这个输出级是CLASSAB 型的输出级，实现信号的轨到轨输出。图2所示了输出级的偏置电路原理。

如图所示节点V_B2和V_B3的电压为：

V_B2＝V_DDA-V_{GS_MB1}-V_{GS_MB2}      (5)

V_B3＝V_{GS_MB3}+V_{GS_MB4}    (6)

所以，通过两图的连接关系，可知输出级M26(或M25)和M23(或M22)的栅极电压分别为：

V_{G_M26}＝V_DDA-V_{GS_MB1}-V_{GS_MB2}+V_{GS_M25}   (7)

V_{G_M23}＝V_{GS_MB3}+V_{GS_MB4}-V_{GS_M26}      (8)

只要对M26和M25的电流和尺寸进行合理的设置，就能够使得：

V_{GS_M25}＝V_{GS_MB2}      (9)

V_{GS_M26}＝V_{GS_MB4}     (10)

把式(9)和(10)代入式(7)和(8)可得到输出级M28和M23的栅端电压为：

V_{G_M26}＝V_DDA-V_{GS_MB1}      (11)

V_{G_M23}＝V_{GS_MB3}        (12)

从式(11)和(12)看出，M26和M23的栅-源电压等于偏置电路的一个MOS管的栅源压降V_GS，通 过调节偏置电路的电压，可以降低输出级M26(或M25)和M23(M22)的静态工作电流，从而节省功耗。

上图中的Ccomp是为了达到稳定性而设计的补偿电容，该补偿方式为cascode补偿，能够扩大输出的 容性负载能力。

以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制，尽管参照各实施例对本发明进行了详细的 说明，本领域的普通技术人员理解，其依然可以对各实施例所记载的技术方案进行修改，或对其中部分或 全部技术特征进行等同替换，而这些修改或替换并不能使其技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案 的范围。