高细分多路步进电机片上系统驱动器

摘要

高细分多路步进电机片上系统驱动器，属于电机控制领域，本发明为解决现在步进电机存在低频振荡、高频出力不足，以及无法满足多个步进电机协调同时工作的问题。本发明的拨码开关的输出端接FPGA主控电路的输入端，FPGA主控电路具有n路电机输出端口，每路电机输出端口接一路光耦隔离电路的输入端，所述光耦隔离电路的输出端接驱动电路的输入端，驱动电路的输出端接三相逆变桥的输入端，三相逆变桥的三个输出端分别为电机的三相驱动电流输出端，三个电流互感器分别用于采集三相逆变桥的三个输出端的输出电流，每个电流互感器采集的步进电机的相电流信号输出给过流保护电路，过流保护电路的输出端接驱动电路的过流控制输入端。

说明书

技术领域

本发明涉及高细分多路步进电机片上系统驱动器，属于电机控制领域。

背景技术

步进电机的运行不能由普通的交直流电源供电，需要专用的驱动设备，所以步进电机的性能很大程度上取决于其驱动系统性能的优劣。市面有大量的通用型的步进电机驱动器，仅需要提供给其电源、方向信号和动作脉冲信号即可工作。但是大多是由单片机和分立元件组成，系统集成度低，抗干扰能力差，步距角分辨率不高，导致步进电机定位精度不高，制约了步进电机的应用范围。同时，还存在以下缺陷：

(1)低频振荡

步进电机在低速运行时易出现低频振动现象。振动频率与负载情况和驱动器性能有关，一般认为振动频率为电机空载起动频率的一半。这种由步进电机的工作原理所决定的低频振动现象对于机器的正常运转非常不利。

(2)高频出力不足

步进电机的输出力矩随转速升高而下降，且在较高转速时会急剧下降，所以其最高工作转速一般在300～600r/min。目前步进电机在脉冲当量为1μm，最高移动速度仅有2mm/min，且功率越大，移动速度越低。

(3)多路步进电机同时驱动实时性问题

现在多步进电机驱动大多采用分时复用控制驱动，这可以减少驱动器的使用数量，在一定程度上降低了系统的成本，但是在一些场合比如多探针定位系统中要求多个步进电机协调同时工作，这样目前基于计算机分时控制驱动就无法满足。

发明内容

本发明为了解决现在步进电机存在低频振荡、高频出力不足，以及无法满足多个步进电机协调同时工作的问题，提供了一种高细分多路步进电机片上系统驱动器。

本发明高细分多路步进电机片上系统驱动器包括拨码开关、FPGA主控电路、n路光耦隔离电路、n路驱动电路、n路三相逆变桥、3n个电流互感器和n路过流保护电路，

拨码开关的输出端接FPGA主控电路的输入端，FPGA主控电路具有n路电机输出端口，每路电机输出端口接一路光耦隔离电路的输入端，所述光耦隔离电路的输出端接驱动电路的输入端，驱动电路的输出端接三相逆变桥的输入端，三相逆变桥的三个输出端分别为电机的三相驱动电流输出端，三个电流互感器分别用于采集三相逆变桥的三个输出端的输出电流，每个电流互感器采集的步进电机的相电流信号输出给过流保护电路，过流保护电路的输出端接驱动电路的过流控制输入端。

本发明的优点：从混合式步进电机固有的结构特点和运行特性出发，将EDA(电子设计自动化)技术引入到多路步进电机控制中，以FPGA为硬件载体，利用FPGA并行控制的特点和I/O口多的优点，在单片FPGA芯片中构建多个可复用的步进电机驱动IP核，提高多电机同时工作的动态性能和运动位置控制精度，最终要设计一种基于FPGA的多路三相混合式步进电机驱动器片上系统(SOC)。采用SOC设计技术，可大幅度提高系统的可靠性，减小系统的面积，降低系统成本和功耗，极大地提高系统的性价比。

实现了多路步进电机并行无延迟驱动的多路步进电机驱动器片上系统设计。解决了传统多路步进电机驱动器分时复用控制及电路设计复杂、体积过大、调试和维护困难等问题。

本发明多路步进电机驱动器片上系统设计实现了硬件并行无延迟运行，高数字化集成度，高可靠和性价比高的目标。多路步进电机驱动器片上系统设计取代了传统多路步进电机驱动器的分时复用控制，一个芯片可以并行无延迟控制多路电机同时工作，同时由于FPGA可重复编程的特点，可以对它进行在线修改、调试和运行，缩短了系统开发周期和节约了系统成本。基于FPGA的多路步进电机驱动器设计技术填补了国内多步进电机控制技术的空白，技术达到了国内同类产品的先进水平，本发明装置的主要特点有：

(1)在电机运行频率与绕组供电电压之间建立了一种直接的数值关系，实现了当电机低速运行时绕组相电压降低，当电机高速运行时绕组相电压提高，从而有效地降低了电机低频振荡以及改善了电机的高频响应；

(2)构建了一种基于FPGA的n路步进电机驱动功能模块。此IP核充分利用了FPGA丰富的内部逻辑资源和外部引脚资源，可以实现单片FPGA芯片同时控制n路步进电机，从根本上解决了传统的一个控制器只能控制一路电机的现状，解决了多个步进电机协调同时工作的问题，实现了电机控制的小型化和微型化，减小了控制系统的体积，提高了整个控制系统的稳定性。

附图说明

图1是本发明结构示意图；

图2是FPGA主控电路的结构示意图；

图3是三相逆变桥的结构示意图；

图4是型号为Cyclon II EP2C20Q240C8的FPGA的逻辑示意图；

图5是FPGA主控制电路顶层电路图；

图6是型号为HCPL2631的光电耦合器的结构示意图；

图7是光耦隔离电路结构示意图；

图8是型号为IR2130是专用的三相桥驱动器的结构示意图；

图9是系统电源模块原理图；

图10细分波形发生器I/O结构示意图；

图11细分电流输出的仿真波形图；

图12-31是本发明的系统驱动器在驱动电机工作时，驱动器内部信号与电机各项绕组的电流和电压信号的波形图，其中：

图12是A路三相桥上桥臂驱动信号波形示意图；

图13是A路三相桥下桥臂驱动信号波形示意图；

图14是A路三相绕组线电压波形示意图；

图15是A路三相绕组相电压波形示意图；

图16是B路三相桥上桥臂驱动信号波形示意图；

图17是B路三相桥下桥臂驱动信号波形示意图；

图18是B路三相绕组线电压波形示意图；

图19是B路三相绕组相电压波形示意图；

图20是A路电机运行时电流波形示意图；

图21是B路电机运行时电流波形示意图；

图22是4096细分后三相绕组电流波形示意图；

图23是1024细分后三相绕组电流波形示意图；

图24是32细分后三相绕组电流波形示意图；

图25是16细分后三相绕组电流波形示意图；

图26是A路电机正反转切换时三相绕组电流波形示意图；

图27是B路电机正反转切换时三相绕组电流波形示意图；

图28是A路电机升速时三相绕组电流波形示意图；

图29是A路电机减速时三相绕组电流波形示意图；

图30是B路电机升速时三相绕组电流波形示意图；

图31是B路电机减速时三相绕组电流波形示意图。

具体实施方式

具体实施方式一：下面结合图1至图11说明本实施方式，本实施方式包括拨码开关1、FPGA主控电路2、n路光耦隔离电路3、n路驱动电路4、n路三相逆变桥5、3n个电流互感器6和n路过流保护电路7，

拨码开关1的输出端接FPGA主控电路2的输入端，FPGA主控电路2具有n路电机输出端口，每路电机输出端口接一路光耦隔离电路3的输入端，所述光耦隔离电路3的输出端接驱动电路4的输入端，驱动电路4的输出端接三相逆变桥5的输入端，三相逆变桥5的三个输出端分别为电机的三相驱动电流输出端，三个电流互感器6分别用于采集三相逆变桥5的三个输出端的输出电流，每个电流互感器6采集的步进电机的相电流信号输出给过流保护电路7，过流保护电路7的输出端接驱动电路4的过流控制输入端。

本发明设计的是一种基于FPGA的多路三相混合式步进电机驱动器片上系统(SOC)，即多探针定位系统中多个步进电机协调同时工作的情况，本发明采用升频升压驱动技术，可以有效地降低电机运行时的低频振荡与提高系统的高频响应，改善了步进电机动态特性。三相混合式步进电机的系统总体硬件框图如图1所示。

在FPGA主控电路2中构造n路电机驱动功能模块。根据用户输入信号，CP脉冲发生器产生n路电机的驱动脉冲信号。CP脉冲和用户输入的电机转向信号分别送入各路细分波形发生器和升频升压模块，调节后的给定电流与三角波进行PWM调制，进行死区设置后分别输出六路PWM波驱动各路电机运行。

本系统是一个电流开环控制系统。运动控制信号由拔码开关给定，控制信号主要有方向信号、启停信号和CP脉冲给定信号。FPGA对拔码开关输入信号的比较与判断，输出满足系统控制要求的SPWM信号，信号经过隔离驱动电路后驱动电机正常运行。系统采用的是开环控制方式，反馈的电流经过滤波放大比较后，经过过流保护电路实现主功率电路的保护，提高系统运行的安全性和可靠性。

三相逆变桥5结构如图3所示。三相逆变桥5的主要作用是进行能量交换、驱动三相混合式步进电机工作。系统直接采用稳压源输出的20V电压(U_IN)作为三相逆变桥5的直流母线电压，经过电解电容C12平滑，然后稳定的直流电压再经过三相逆变桥5斩波形成电压和频率可调的三相正弦交流电供给三相混合式步进电机，电机的三相绕组可以接成星形或者三角形。本实施方式步进电机为星形连接。

其中FPGA主控电路2的结构如图2所示。FPGA主控电路2采用ALTERA公司的FPGA芯片EP2C20Q240C8。

FPGA主控电路2包括通用IO接口2-1、CP脉冲发生器2-2、n路细分波形发生器2-3、n路升频升压电路2-4和n路PWM调制信号生成模块2-5，

通用IO接口2-1根据用户输入的信息输出每路步进电机的转向信息，通用IO接口2-1同时将时钟信号输出给CP脉冲发生器2-2，CP脉冲发生器2-2将所述时钟信号生成n路电机的时钟脉冲串输出，每路时钟脉冲串及该路电机的转向信息同时输出给一路细分波形发生器2-3，所述细分波形发生器2-3根据接收的信息查询正弦表，输出控制该路步进电机所需的三相电流数字量信号给升频升压电路2-4，该升频升压电路2-4在该路电机的时钟脉冲串的控制下，输出放大的三相控制电流数字量信号作为三相调制波，所述三相调制波由PWM调制信号生成模块2-5调制输出该路电机的PWM调制信号。

在本设计中采用ALTERA公司的FPGA芯片EP2C20Q240C8来构建步进电机的控制系统，将步进电机的所有控制全部集成在一片FPGA芯片上，实现多路步进电机驱动器的片上系统设计。这里FPGA完成步进电机的速度控制、正反转控制、绕组电流大小调节、PWM调制，然后输出六路PWM脉宽调制波来控制功率电路的MOSFET的通断，驱动步进电机工作。EP2C20Q240C8是Cyclone II系列的一款低成本经济型FPGA芯片，采用90nm工艺制造，能够重复编程20000次以上，编程时无需编程器，器件内部带有JTAG接口，通过JTAG实现在线编程。含有18752个逻辑单元(LE)，52个M4K RAM块(双端口存储器块)，提供一个全局时钟网络且有4个锁相环(PLL)，内嵌26个乘法器，每个内嵌乘法器能实现2个9×9位的乘法。其内部结构如图4所示。

这些丰富的片上资源可以满足多路步进电机驱动器片上系统设计的需要，因此设计中选用该款芯片。图5为FPGA主控制电路顶层电路原理图，其中U_power块为主控制电路的电源模块，U_config块为串行配置电路，以便对FPGA进行JTAG编程，U_PIO和U_FPGAIO块为主控制电路的I/O口，实现系统的人机交互以及控制信号的输入与输出。

要使步进电机正常工作，必须按照该种电机的励磁状态转换表所规定的状态和顺序依次对各相绕组进行通电或断电控制，各相驱动信号来源于细分波形发生器2-3。细分波形发生器2-3的主要功能是把来源于控制环节的时钟脉冲串按一定的规律分配给步进电机驱动器的各相输入端。同时，由于电机有正反转要求，所以细分波形发生器2-3的输出即是周期性的又是可逆的。细分波形发生器2-3的原理图如图10所示。

细分波形发生器2-3内部例化了一个单端口的BLOCK ROM，ROM的初始值为4096细分后一个周期的正弦数据，正弦表的幅值由驱动系统的最大额定电流决定，输出的给定电流的幅值根据外部输入电流值进行调节，电流调节精度为12位，离散误差为0.003A。捕获到CP脉冲后，根据依次给出的三相绕组对应的地址数据，可查得正弦表中设定的三相绕组额定电流值，并同时更新三个给定数据寄存器，然后将这三个给定数据寄存器中的数值送入电流幅值调节模块，根据输入的电流值，对给定电流进行调节。三相绕组的给定电流共用一个正弦表，三相绕组电流遵循互差120°的原则。三相绕组的地址数据每次的增量由在给定速度下的最佳细分等级决定。

细分波形发生器2-3实现了对电机转向的控制。转向的切换有两种方法，一种是交换B、C两相电流数据，即电机的正反转信号将控制一个多路选择器，当方向信号CCW为低电平时，电机的转向为逆时针；当CCW为高电平时，将B相和C相的电流数据进行交换即可实现换向；另一种方法是反向查表法，即当方向改变时，地址计数器递减，从而改变电流方向实现换向，本设计采用反向查表法来实现电机转向切换。图11为细分电流输出的仿真结果。

升频升压电路2-4：

从步进电机驱动原理上说，为了减小低频振动，应使低速时绕组电流上升的前沿较平缓，这样才能使转子在到达新的稳定平衡位置时不产生过冲，而在高速时则应使电流有较陡的前沿以产生足够的绕组电流，才能提高电机的带载能力。这就要求驱动器对绕组提供的电压与电机运行频率建立直接联系，低频时用较低供电，高频时用较高电压供电。升频升压可以很好地满足这一要求。当给定的CP脉冲频率增大时，相应的电流给定波形的幅值也增加。

每路PWM调制信号生成模块2-5包括A相比较器2-5-1、B相比较器2-5-2、C相比较器2-5-3、A相死区设置2-5-4、B相死区设置2-5-5、C相死区设置2-5-6和三角波发生器2-5-7，

三角波发生器2-5-7输出的载波分别输出给A相比较器2-5-1、B相比较器2-5-2和C相比较器2-5-3，A相调制波与载波由A相比较器2-5-1进行比较，比较输出的结果经过A相死区设置2-5-4逻辑综合处理输出A相PWM信号；B相调制波与载波由B相比较器2-5-2进行比较，比较输出的结果经过B相死区设置2-5-5逻辑综合处理输出B相PWM信号；C相调制波与载波由C相比较器2-5-3进行比较，比较输出的结果经过C相死区设置2-5-6逻辑综合处理输出C相PWM信号。

三角波即载波。载波分为单极性和双极性两种，因为双极性调制波可应用于SPWM也可以实现线性电压或电流的控制输出所以此模块采用了双极性调制。本设计采用的是同步三角波调制方法，利用可逆计数器对系统时钟进行计数。系统的数据精度是12位，系统工作时钟为50MHz，由于计数器的速度取决于低位到高位的进位延迟，为了提高速度采用预定标计数器结构，将计数器拆分为3位计数器和9位计数器，它们由同一时钟驱动，9位计数器的使能端由3位计数器进位驱动，这样3位计数器每8个CLK进位一次，使EN持续有效一个CLK的时间，此时有效时钟沿到来，9位计数器加1，因而小计数器内部寄存器之间的最大延时为1个CLK，大计数器内部寄存器之间的最大延迟为8个CLK，降低了计数器的要求。计数器从0加到2¹³-1再从2¹³-1减到0，所以调制波是公差为1的阶梯波，整个过程PWM波翻转两次，所以PWM波的频率f＝1/(2¹³-1)*f_clk＝1/(8191*10-8)＝12.208KHz。

本模块产生三相PWM信号来控制六路MOSFET的通断，从而控制步进电机的运行。PWM脉宽调制的数据精度为12位，采用三角波作为载波，将调制波与载波比较，比较后的结果经过延时电路进行逻辑综合后输出具有死区保护的控制PWM信号。PWM信号发生器由三角波发生器、比较器和延时电路组成。

光耦隔离电路3由三片光电耦合器并联构成，每片光电耦合器具有两路信号通道。三片光电耦合器将FPGA主控电路发出的1路电机信号中的6个信号输出给驱动电路4。所述光电耦的型号为HCPL2631。

抗干扰能力是实时控制系统设计时必须考虑的，由于步进电机具有电磁特性，当电机正常运行时功率驱动部分和电机本体常常产生很强的电磁干扰，而输出通道是干扰进入控制系统的主要通道，为防止电气干扰从输出通道进入系统控制部分而造成系统工作异常，通常在输出通道上采用隔离技术。本系统采用光电耦合器，考虑到本系统适用于中功率及产品在线升级的场合，选用了3片高速双路光电耦合器HCPL2631，它的高、低电平转换传输延迟时间较短，典型值为48ns，具体的原理图如图6所示。

在本系统中，FPGA的3路控制H桥上桥臂的信号连接到3个光耦的一路通道的负输入端，这路通道正输入端接到FPGA的3.3V电源上；FPGA的3路控制H桥下桥臂的信号连接到3个光耦的另一路通道的正输入端，这路通道负输入端接到FPGA的3.3V电源上。光耦的六路输出直接控制功率驱动模块中的六路MOSFET的通断，以控制步进电机的三相绕组电流，其中一相绕组的光耦隔离电路如图7所示。

驱动电路4采用美国国际整流器公司生产的专用驱动芯片IR2130。

本实施方式的驱动电路4和过电流保护电路7由IR2130一个芯片实现。

在功率变换装置中，根据主电路的结构，其功率开关器件一般采用直接驱动和隔离驱动两种方式。采用隔离驱动方式时需要将多路驱动电路、控制电路、主电路互相隔离，以免引起灾难性的后果。隔离驱动可分为电磁隔离和光电隔离两种方式。

光电隔离具有体积小，结构简单等优点，但存在共模抑制能力差，传输速度慢的缺点。快速光耦的速度也仅几十KHz。电磁隔离用脉冲变压器作为隔离元件，具有响应速度快(脉冲的前沿和后沿)，原副边的绝缘强度高，共模干扰抑制能力强。但信号的最大传输宽度受磁饱和特性的限制，因而信号的顶部不易传输。脉冲变压器体积大，笨重，加工复杂。凡是隔离驱动方式，每路驱动都要一组辅助电源，若是三相桥，则需要六组，而且还要互相悬浮，增加了电路的复杂性。随着驱动技术的不断成熟，已有多种集成驱动器推出。如EXB840/841、M57959L/AL、M57962uAL、HR065等等，它们均采用的是光耦隔离，仍受上述缺点的限制。而美国国际整流器公司生产的专用驱动芯片IR2130只需一个供电电源即可驱动三相桥式逆变电路的6个功率开关器件，可以使整个驱动电路简单可靠。

IR2130是专用的三相桥驱动器，它带有三个独立的高压侧和低压侧输出通道，可输出六路驱动脉冲，只需一个直流工作电源，工作频率可达上千赫兹。它的工作电源电压为3～20V，可用于驱动工作在母线电压不超过600V电路中的MOSFET或IGBT器件，最大输出正向峰值驱动电流为250mA，而反向峰值驱动电流为500mA。它还可以对同一桥臂上下两个功率器件的栅极驱动信号产生2ps的互锁延时时间。IR2130具有十分完善的保护功能，比如内部设有过电流、过电压、欠电压、逻辑识别保护以及封锁和指示环节等。

本实施方式采用IR2130专用芯片驱动三相桥式逆变器，逆变器采用互补工作方式，并且由于IR2130可对同一桥臂上下两个功率器件的栅极驱动信号产生2ps的互锁延时时间作为死区时间，因此FPGA只要产生驱动上桥臂的三路PWM信号即可，驱动下桥臂的另三路PWM信号只要在FPGA中经过三个非门产生。设计中IR2130的接法电路如下图8所示。并由图4所示的三相逆变桥5可知，SAMPLE处采样的是电机的绕组的总电流，截止电流取样电阻R4＝0.1Ω，通过计算可知，当逆变器总电流尖峰值超过5A后IR2130引脚9(ITRIP脚)端电压到达0.5V，IR2130的内部保护电路使其输出驱动信号全为低电平，从而使被驱动功率管全部截止，同时由脚输出低电平信号，驱动发光二极管报警。

重要元器件的选择：

自举是通过自举电容C₃(C₄和C₁₄也为自举电容，选取方法均相同)来实现的，下桥臂导通或者通过下桥臂自举二极管续流时，V_s为低电平，C₃通过自举二极管D₁(D₂和D₃也为自举二极管，选取方法均相同)由VCC充电，而当上桥臂导通或者上下桥臂均处于关断状态时C₃得不到通电。

其中防倒流二极管(D₁、D₂、D₃)和自举电容(C₃、C₄、C₁₄)是IR2130在PWM应用时需要严格挑选和设计的元器件，使电路工作在最佳状态。在工程应用中，取自举电容式中，Qg为门极提供的栅电荷。假定自举电容充电路径上有1.5V的压降(包括D₁的正向压降)，则在器件开通后，自举电容两端电压比器件充分导通所需要的电压(10V)要高。同时，在选择自举电容大小时，应综合考虑悬浮驱动的最宽导通时间ton(max)和最窄导通时间ton(min)。导通时间既不能太大影响窄脉冲的驱动性能，也不能太小而影响宽脉冲的驱动要求。根据功率器件的工作频率、开关速度、门极特性对导通时间进行选择。经过实际的调试，C₃、C₄和C₁₄最终选择2.2μF胆电容。D₁、D₂和D₃主要用于阻断直流干线上的高压，其承受的电流是栅极电荷与开关频率之积，为了减少电荷损失，应选择反向漏电流小的二极管，本设计中采用的快恢复二极管FR107，在被驱动的功率MOS器件栅极与IR2130的输出之间串联一个33Ω无感电阻R₆(R₇～R₁₁)消除振荡。

电流互感器6采用北京霍远科技有限公司的HCT206B。

电源模块电路：

系统需要用到供电电压：数字部分供电5V，模拟部分供电5V(系统只提供一路5V电压，数字与模拟电压用0Ω电阻进行简单隔离)，驱动部分的15V和主电路的20V，用于光耦隔离器输入端和输出端供电的不隔离的3.3V和5V，用于FPGA内部输入缓冲器供电电压3.3V，用于FPGA内部的逻辑电路和相应标准输入缓冲器供电电压1.2V，如图9所示。

本系统采用单电源即U_i(20V)供电，考虑到系统成本以及电路复杂程度的问题，最终选用三端线性稳压芯片来获得所需工作直流电压。其中采用了LM7815做为一级稳压，输入可以是17.5V～32V，输出电压15V；二级稳压采用的是LM7805，将15V转化为5V直流输出，经实验测试，二者发热不是很严重，能够满足系统要求。如图9所示，在三端稳压芯片输入和输出间并联了一个二极管，目的是当系统突然断电时，系统电压冲击能够通过二极管反馈到输入端，从而避免了对稳压芯片的冲击。

具体实施方式二：下面结合图12至图31说明本实施方式，本实施方式给出具体实施例，本系统的实验对象是一台三相混合式步进电机，型号为：57H370C2500。基步距角为1.2°/0.6°，相电流为5.2A，保持转矩为0.9N·m，空载启动频率为2KHz。

本实施例给出的FPGA主控电路2给出n＝8路电机控制信号，但是考虑系统成本以及实用性，只制作了两路步进电机隔离驱动硬件电路，只进行两路电机驱动性能的相关测试，由于FPGA主控电路2同时给出了8路控制信号，经测试均满足控制要求，虽然只是同时控制两路步进电机，但是可以代表8路电机同时驱动的情况。

本测试采用Tektronix示波器记录实验波形，并对测试结果进行分析。

通过示波器实测了两路(不妨定义为A、B两路)驱动电路的六路SPWM信号，图和图13为A路三相桥上、下桥臂驱动信号。

图14和图15分别为A路驱动电路中电机三相绕组线电压与相电压波形，从示波器图中可以看出A、B、C三相互差120°，符合设计要求。

同理，用示波器观察B路驱动电路SPWM波形，如图16和图17所示。

图18和图19分别为B路驱动电路中电机三相绕组线电压与相电压波形，从示波器图中可以看出A、B、C三相互差120°，符合设计要求。

用示波器测试A、B两路电机连续运行时电流。如图20和图21所示。

由于系统是开环控制，没有引入电流闭环，电流通过电流互感器进行测量，电流互感器采用北京霍远科技有限公司的HCT206B，该型号的电流互感器基本参数为：额定电流输入为5A，精度为0.1％，非线性度为0.07％，相移9′。

如图20和图21，示波器显示A、B、C相电流波形，两路电机运行时A、B、C三相电流相位差依次为120°，根据升频升压驱动原理，电机绕组去驱动波形为SPWM波，加载到电机绕组上后，三相逆变桥5采样得到的电流是相位相差120°的正弦波形，其能够在空间形成一个旋转的圆形磁场，驱动器性能明显改善。

下面进一步分析经过细分波形发生器2-3，改变细分数三相绕组电流波形。

图22至图25为在不同转速下三相绕组电流采样信号的幅值和相位关系波形图。图中A通道、B通道、C通道分别为A、B、C三相电流采样信号。图22为4096细分，图23为1024细分，图24为32细分，图25为16细分。

可见，三相绕组电流之间严格遵循着120°电角度的相位差，符合实施方式一推导出的细分电流函数的相位关系。在低速时采用了4096超高细分，与16细分和32细分运行相比，1转的步数最大可达204800，极大地消除了低频振荡和噪声，电机运行非常平滑。而且由于采用以转速误差最小原则的细分自动切换，所以转速误差小于0.01％。

当需要改变电机的运行方向时，细分波形发生器2-3根据外部控制电机运行方向的按键状态，反向查找存储给定电流的ROM表。通过反向查表改变旋转方向时电机在正反转切换时的绕组电流波形如图26和图27所示，图中A通道、B通道、C通道分别为A、B、C三相电流采样信号。图26给出了正反转切换时A路电机工作时A、B、C三相绕组的电流波形，图27给出了正反转切换时B路电机工作时A、B、C三相绕组的电流波形。由图可见，在正反转切换时正弦阶梯电流向相反方向变化，磁场旋转方向改变，从而改变了电机的旋转方向。

变速时电机绕组电流波形：

步进电机的转速由CP脉冲频率决定，因此可以通过改变CP脉冲的频率实现对步进电机转速的开环控制，图28和图29为A路步进电机升降速时的绕组电流波形，图28为电机升速时绕组电流波形曲线，图29为电机降速时绕组电流波形曲线。图30和图31为B路步进电机升降速时的绕组电流波形，图30为电机升速时绕组电流波形曲线，图31为电机降速时绕组电流波形曲线。

由于采取电流开环控制策略，系统控制方法中也没有采取稳定电流使电流恒定的措施，因此当对电机进行调速时，电机绕组电流会发生改变。观察图28至图31实测波形可知，当电机升速时，电机的绕组电流减小，当电机减速时，电机的绕组电流增大。但在本课题应用背景(多探针定位系统)中的电机调速范围(4r/min～60r/min)之内进行调速时，电机绕组电流变化不大，在误差允许范围内。