具有用于节省功率和减少噪声的调制器的PWM控制器

摘要

本发明提供一种PWM控制器的调制器，用于在轻负载和无负载情况下节省功率并减少噪声。最大接通时间保持为常数，且PWM控制器中振荡器的偏压电流经调制以实现关断时间调制。偏压电流是电源电压和来自于电压反馈回路的反馈电压的函数。阈值电压定义轻负载的电平。限制电压定义电源电压的低电平。偏压电流合成器产生偏压电流。减小偏压电流会增加切换周期的关断时间。一旦反馈电压减小到低于阈值电压，偏压电流就线性减小，且切换周期的关断时间逐渐增加。当电源电压低于限制电压时，偏压电流增加并决定切换周期的最大关断时间。保持最大接通时间为常数且仅经由增加关断时间来增加切换周期可防止磁性组件(例如电感器和变压器)的饱和。另外，当PWM频率可能落入声频带中时，控制电路停用振荡器，因此在轻负载和无负载情况下可极大地减少噪声。

说明书

技术领域

本发明涉及一种切换电源供应器，且更特定来说涉及切换电源供应器的脉冲宽度调制(pulse width modulation，PWM)。

背景技术

PWM控制器是一种用于切换电源供应器中来控制和调节切换荷周的集成电路。经受环境调节时，要求计算机和其它电气产品的电源系统设计满足电源管理和节能标准。电源管理是对操作期间消耗功率的系统进行管理，且在非操作模式期间仅消耗很少的功率。对于电源供应器中的电源管理应用，主要在如何节省轻负载和无负载情况下的功率。PWM调制器的一个目标是最优化节的省功率消耗，和在振荡频率落入声频带中时减少噪声。

图1绘示典型的驰返(flyback)电源供应器电路，其中PWM控制器100控制和调节输出功率。在开启电源供应器时，PWM控制启动。经由电阻器210对电容器220充电，直到PWM控制器100的电源电压V_CC达到启动阈值(start-threshold)。随后PWM控制器100开始输出PWM信号，并驱动整个电源供应器。在启动后，变压器400的辅助偏置绕组(auxiliary biaswinding)经由整流器230提供电源电压V_CC。电阻器240将变压器400的切换电流信息转换为用于PWM控制和功率过载保护的电压信号。一旦变压器400的辅助电压无法提供用于电源电压V_CC的足够功率，以致于电源电压V_CC低于停止阈值(stop-threshold)，因而关闭PWM控制器100。反馈电压V_FB取自于光耦合器250的输出端。光耦合器250的输入经由电阻器290和齐纳二极管280连接到电源的输出V_O，以形成反馈回路。经由反馈回路的控制，电压V_FB经由PWM控制器100控制PWM信号的接通时间T_ON的持续时间，并决定输出功率。

电源供应器的功率损耗是一个重要的课题，包含变压器磁芯损耗、晶体管切换损耗和缓冲器(snubber)功率损耗的主要损耗与切换频率F成比例。切换周期T是切换频率F的倒数，T＝1/F。增加切换周期T可降低功率损耗。然而，为防止变压器饱和并缩小电源供应器的尺寸，必须要求较短的接通时间T_ON当T_ON的持续时间不受限制时，磁性组件(例如电感器和变压器)将会导致饱和发生，并将导致切换装置(例如晶体管和整流器)的过应力损坏(over-stress damage)。虽然电源供应器的功率消耗将响应于切换频率F的减小而减少，但在轻负载和无负载情况下切换频率落入声频带(例如200Hz至8KHz)中时，将产生声频噪声。因此另一目标是在轻负载和无负载情况下当切换频率落入声频带中时减少噪声。

现有技术中已揭示了增加调节器效率的一些方法，例如根据负载情况来改变切换频率和进入“脉冲跳跃(pulse-skipping)”模式。例如，美国专利第6,100,675号“SWITCHING REGULATOR CAPABLE OF INCREASINGREGULATOR EFFICIENCY UNDER LIGHT LOAD”揭示一种振荡频率控制电路，它能够响应于负载情况来改变振荡器电路的振荡频率。而在美国专利第6,366,070 B1号“SWITCHING VOLTAGE REGULATOR WITH DUAL MODULATIONCONTROL SCHEME”中揭示另一种方法，其揭示了使用三种操作模式的调节器，此调节器在重负载情况下以恒定切换频率操作，在中等负载情况下使用双调制控制机制，且在轻负载情况下进入“脉冲跳跃”。前述现有技术的缺点为：(1)改变切换频率而不限制最大接通时间可能导致磁性组件的饱和，并导致切换装置(例如晶体管和整流器)的过应力损坏；(2)切换频率的调制仅受负载情况控制，且与电源电压无关。由于在轻负载和无负载情况下为了节省更多功率，所以切换频率会降得过低，因此变压器或电感器的辅助偏置绕组可能不能提供足够的功率以用于PWM控制器的电源电压。PWM控制在这种情况下可能会不正确地工作。因此，需要使频率调制与两种负载情况以及电源电压相关联；(3)在轻负载和无负载情况下，切换频率可能会降低到声频带。如果磁性组件没有良好地浸渍(impregnated)，那么声频带切换频率可能会产生噪声。

为防止现有技术的以上缺点，需要一种较好的且无噪声的装置用于改进效率并在轻负载和无负载情况下节省功率消耗。

发明内容

本发明提供一种自适应关断时间调制(adaptive off-timemodulation)以用于节省功率和减少噪声。经由调制PWM控制器中振荡器的偏压电流来达到实现关断时间调制。PWM信号的最大接通时间保持为常数。减小偏压电流会增加切换周期的关断时间，因此使切换周期延长。将来自电压反馈回路的反馈电压和电源电压当作变量以与关断时间调制相联系。将偏压电流调制为反馈电压和电源电压的函数。阈值电压是定义轻负载的电平的常数。限制电压定义电源电压的低电平。由反馈电压减去阈值电压而产生第一差分信号。由限制电压减去衰减的电源电压而产生第二差分信号。第一差分信号与第二差分信号的和经转换成为偏压电流。由限制器限制偏压电流以设定正常负载和满负载情况下的最小切换周期。一旦反馈电压减小到低于阈值电压，那么偏压电流减小，而切换周期的关断时间连续延长。当电源电压低于限制电压时，偏压电流增加，而决定切换周期的最大关断时间。

控制电路提供两个入口电压。参考电阻器将从偏压电流得到的参考电流转变为电压信号而输入到控制电路的输入端。第一入口电压决定声频切换频率的电平。在轻负载和无负载情况下切换频率落入声频带中时，控制电路将输出OFF信号以关闭PWM控制器的振荡器。第二入口电压决定启动PWM控制器的振荡器的电平。一旦电源电压减小或反馈电压增加，且控制电路的输入电压大于第二入口电压，那么振荡器将再次重新开始工作。

有利的是，自适应关断时间调制改进了效率并在轻负载和无负载情况下节省电源的功率消耗。同时，在切换频率落入声频带中时，本发明中应用的控制电路关闭振荡器，以大幅地减少了噪声。

应了解，前述一般性描述和以下详细描述是示范性的，且希望和权利要求书一样提供本发明的进一步解释。

附图说明

包含附图以提供本发明的进一步了解，且其并入并构成本说明书的一部分。图式说明本发明的实施例，并连同描述一起用以解释本发明的原理。在图式中，

图1绘示电源供应器的典型的驰返电路。

图2说明根据本发明的自适应关断时间调制器的优选实施例的方框图。

图3显示说明根据本发明的图2中所示的振荡器的优选实施例的电路图。

图4绘示根据本发明的图2中所示的偏压电流合成器的优选实施例的电路图。

具体实施方式

图2绘示根据本发明的一个实施例的自适应关断时间调制器的方框图。偏压电流合成器10产生用于振荡器30的偏压电流I_M来决定PWM信号的关断时间。加法器11将反馈电压V_FB减去阈值电压V_A后产生第一差分信号11a。加法器11的输出端连接到限制器22的输入端。加法器12将限制电压V_X减去电源电压V_CC经衰减器α所衰减而得的电压后产生第二差分信号12a。加法器12的输出端连接到限制器24的输入端。限制器22和限制器24的输出端分别连接到加法器13的两个输入端。电压转电流转换器15将从加法器13的输出端得到的电压13a转变为电流信号15a。此电流信号15a由限制器26限制以产生经调制的偏压电流I_M。减小偏压电流I_M将延长振荡器30的振荡周期。振荡器30输出脉冲信号V_P以驱动S-R寄存器41，并起始PWM周期。当电流感应输入V_S高于反馈电压V_FB时，经由比较器45来重置S-R寄存器41。脉冲信号V_P为逻辑低时代表振荡器30处于关断时间。与门(AND gate)43确保在振荡器30的关断时间期间PWM信号输出是关闭的。偏压电流I_M是电源电压V_CC和反馈电压V_FB的函数。

S_A＝(V_FB-V_A)×K_A          (1)

S_B＝[V_X-(α·V_CC)]×K_B    (2)

I_M＝(S_A+S_B)×K_C           (3)

在以上等式中，将输出的范围限制为(0≤S_A≤N_A)、(0≤S_B≤N_B)和(0≤I_M≤I_MAX)，K_C是电压转电流转换器15的转换率。

限制器22按比例K_A缩放第一差分信号11a，并将其输出限制在零到第一最大值NA的范围内。限制器24按比例K_B缩放第二差分信号12a，并将其输出限制在零到第二最大值N_B的范围内。限制器26将电压转电流转换器15的输出限制在零到最大电流I_MAX的范围内，以在正常负载和满负载情况下设定最小切换周期。一旦反馈电压V_FB减少到低于阈值电压V_A，那么偏压电流I_M根据K_A的斜率和N_A而减小。且切换周期的关断时间连续增加。当衰减的电源电压(α·VCC)低于限制电压V_X时，偏压电流I_M根据K_B的斜率和N_B而增加，且决定切换周期的最大关断时间。

图3说明图2所示的根据本发明的振荡器30的一个实施例。从与非门(NAND gate)35的输出得到脉冲信号V_P。在初始状态，施加到电容器C_TB的电压为零。比较器31的输出端将逻辑高信号输出到与非门34的输入端。比较器32的输出端将逻辑低信号输出到与非门35的输入端。与非门35的输出端保持逻辑高。与非门34输出逻辑低信号，并驱动非门(NOT gate)33接通开关36。恒定电流源I_C开始对电容器C_TB充电。当C_TB上的电压大于V_HB时，与非门34输出高信号以断开开关36，并接通开关37来对电容器C_TB放电。晶体管39从流过晶体管38的偏压电流I_M镜射放电电流。此放电电流决定V_P脉冲信号的关断时间。因此，调节偏压电流I_M可实现振荡器30的关断时间调制。通过反馈回路来控制切换周期的接通时间，从而调节电源的输出功率。

晶体管40用于截断振荡器30的偏压电流I_M。当切换频率落入声频带时，将接通晶体管40，并阻止偏压电流流入振荡器30。恒定电流源I_C决定切换周期的最大接通时间。仅经由增加关断时间的持续时间来增加切换周期可防止磁性组件(例如电感器和变压器)饱和。切换周期的最大接通时间(T_ON(max))和关断时间(T_OFF)，以及PWM信号的切换频率(F)表示如下：

T_ON(max)＝[(V_HB-V_L)×C_TB]/I_C    (4)

T_OFF＝[(V_HB-V_L)×C_TB)]/I_M       (5)