法律状态公告日
法律状态信息
法律状态
2007-12-26
专利权的终止未缴年费专利权终止
专利权的终止未缴年费专利权终止
2003-11-26
授权
授权
1996-11-13
公开
公开
1996-10-16
实质审查请求的生效
实质审查请求的生效
本发明涉及一种半导体器件、算术逻辑单元、信号变换器及使用它们的一种信号处理系统，更具体地说，涉及一种能并行地执行算术运算的半导体器件，比如，一种能运行相关运算的算术逻辑单元、一种能进行模数或数模信号变换的信号变换器和使用它们的一种信号处理系统。
执行并行处理的半导体器件通常存在这样的一个问题，即随着并行处理信号数量的增加，电路的大小相应地增大，引起造价上升、产量下降。还存在另外一个问题，由于线路延迟的增加等，以及电路大小所要求的电路内的运算数量的增加，处理速度下降并且功耗大大地增加。
如图1所示的固态成象传感器中，按纵轴和横轴安排图像读取单元41，通过AD变换器40，来自传感单元60的时序模拟信号被转换为数字信号，并存储在帧存储器39内。算术逻辑电路38处理这些信号，并从算术逻辑输出电路50输出。具体地，在不同的时间，通过数据的相关运算，可以输出一个目标移动量(ΔX，ΔY)。
然而当处理一个实时动态图象时，由于运算处理数量很大，为了得到一个更真实的图像，电路的大小增加很大，这就降低了处理速度。例如，正在开发一个能真正处理MPEG2系统的设备，作为一个动态图像压缩/解压缩系统。因此，在并行处理中，由于电路大小的增加和功耗的增大，存在着处理速度降低的问题。另外，由于电路大小的增加，还引起造价上升及产量降低。
还有，在1973年11月5日出版的″Nikkei Electronics″的132至144页的文章″An Economical Majority Logic IC Materializedby the CMOS″中，介绍了用于运算处理电路的多数逻辑电路。在那里，多数逻辑电路作为一个数字信号处理电路，还有，它是由CMOS做成的。从而CMOS的元件数增加，并且运算处理步骤增加。仍存在着相似的问题，因此，电路大小和功耗增加，处理速度下降。
考虑通常存在的问题，本发明的目的就是提供一种半导体器件，它能降低电路大小和功耗，并能提高处理速度。
还有，本发明的另一个目的是提供一种半导体器件，它能通过复位脉冲，降低开/关的效果，来缩短复位时间，并得到高敏感、高精确和高速的数据输出，而没有噪音在信号上的不良影响。
还有，本发明的另一个目的是提供一种半导体器件，由于逻辑电路的晶体管数量很小，故它能提高对微信号的敏感性。
还有，本发明的另一个目的是提供一种半导体器件，它具有多个输入端，连接至输入端的多个电容，一个连接至输入部分的电容另一侧的传感放大器，一个连接到电容另一端的复位装置和一个输入复位信号和反相信号的结构，其中复位信号输入到复位装置。
还有，本发明的另一个目的是提供一种半导体器件，它具有多个输入端，通过开关装置连接到输入端的多个电容，一个连接到输入部分的电容另一侧的传感放大器，复位电容和开关装置之间电压的一个复位装置，和一个输入复位信号和反相信号的结构，其中复位信号输入到复位装置。
本发明的另一个目的是提供使用该半导体器件的一个算术逻辑单元，一个信号变换器和一个信号处理系统。
还有，本发明的另一个目的是提供使用该半导体器件的一个算术逻辑单元，一个信号变换器和一个信号处理系统，它能降低电路大小和功耗，提高处理速度，并能普遍地降低造价和提高产量。
图1是一示意框图，说明固态成像传感器结构的一个例子；
图2，8，11，28，33，38和39是等效电路图，说明本发明半导体器件的各个例子；
图3A至3J，9A至9C，12A至12B，18A至18C，29A至29C，32A至32B和40A至40C是典型的时序图，说明本发明运行时序的各个例子；
图4，5，6，7，10，13，14，16，17，22，24，25，27，30，31，34B，35和36是部分等效电路图，说明本发明半导体器件的各个例子；
图15，19，37和41是示意性等效电路图，说明使用本发明半导体器件的算术逻辑单元的各个例子；
图20和42是典型框图，说明本发明半导体器件的总体构成和使用它的一个器件的各个例子；
图21A和43A是示意框图，说明使用本发明半导体器件的各个信号处理系统；
图21B和43B是示意等效电路图，说明象素部分结构的各个例子；
图21C和43C是说明各个运行内容的解释框图；
图23A，23B和26A是典型的设计图，说明MOS晶体管结构的各个例子；
图26B是沿线26B—26B的一典型剖面图，说明MOS晶体管结构的一个例子；以及
图34A是一曲线图，说明复位电压和MOS晶体管馈通量相互关系的一个例子。
具有多个输入端，连接到输入端的多个电容，一个连接到输入部分的电容另一侧的传感放大器，一个连接到电容另一端的复位装置和一个输入复位信号和反相信号的结构的一种半导体器件能达到上述目的。
还有，具有多个输入端，通过开关装置连接到输入端的多个电容，一个连接到输入部分的电容另一侧的传感放大器，复位电容和开关装置之间电压的一个复位装置，和一个输入复位信号和反相信号结构的一种半导体器件能达到上述目的。
这种结构能更精确地设定公共连接端至复位电势。结果，可以得到相应于在公共连接端上发生的信号的极其微小的变化的输出。换句话，敏感度提高了，这对高速响应有着极大的影响，因此，能使功耗降低。
还有，在复位装置中采用MOSFET，并且用不同与半导体基底的导通半导体掺杂层组成该结构，也能更精确地设定公共连接端至复位电势，该结构是通过在半导体基底上挤压提供反相序列脉冲的电极并且使半导体掺杂层与公共连接电容的另一端连在一起而形成的。
还有，通过设定复位装置MOSFET的栅极电容为该结构的栅极电容二倍或近二倍，可以更精确地设定公共连接端至复位电势。
另外，通过设定复位装置MOSFET的栅极宽度W为该结构的栅极宽度二倍或近二倍，可以更精确地设定公共连接端至复位电势。
还有，通过使第二开关位于多输入端和电容器之间，使第二复位装置复位位于电容器和开关装置之间的电压，使输入有第二复位装置驱动信号(脉冲)输入和反相序列信号的第二结构位于第二复位装置和电容之间，可以更精确地设定位于第二开关和电容器之间的电势。结果，通过更精确地分隔电容，可以更精确地设定发生在公共连接端上电压的微小变化的绝对值。换句话，敏感度提高，这就大大提高了响应速度，因此可以降低功耗。
还有，在第二复位装置中采用MOSFET，并且用不同与半导体基底的通导半导体掺杂层组成该结构，也能更精确地复位第二开关和电容器之间的电势，该结构是通过在半导体基底上挤压提供反相序列脉冲的电极并且使半导体掺杂层与公共连接电容的另一端连在一起而形成的。
还有，通过设定第二复位装置MOSFET的栅极电容为该第二结构的栅极电容的二倍或近二倍，可以更精确地复位位于第二开关和电容之间的电势。
还有，通过设定第二复位装置MOSFET的栅极宽度W为该结构的栅极宽度的二倍或近二倍，也可以更精确地复位位于第二开关和电容之间的电势。
在上述说明中，通过使反相脉冲(反转信号)的上升沿或下降沿同时或滞后于驱动脉冲(驱动信号)，由于有很大的设计余量，可以更精确地设定每个端口至复位电势。
通过一个包含反相电路的电路，使该结构连接到复位装置驱动脉冲的输入端，由于有很大的设计余量，因此可以更精确地设定每一端口和线路至复位电势。
通过使用一个反相电路组成一个延迟电路，由于有很大的设计余量，可以更精确地设定每一端口和线路至复位电势。
另外，可以提供多个半导体器件，从而多个半导体器件的第一半导体器件的输出和或该半导体器件的反相输出输入到第二半导体器件。还有，当C是相应于半导体器件的多个输入端的最小电容值时，则公共连接电容器的总电容可能是一个奇数值或是最小电容值C的奇数倍。
还有，有半导体器件内复位元件可分为多个MOSFET。
通过这样一种结构，可以更精确地把公共连接端设定为复位电势。结果，可以得到相应于发生在公共连接端信号的极小变化量的输出。也就是敏感度提高了，这对提高响应速度，功耗降低具有很大的作用。
还有即使在这种半导体器件内，该结构可以半导体基底，它是通过挤压提供有反相脉冲的电极而形成，和不同导电型的半导体掺杂层，其中该半导体掺杂层公共电连接至电容端。这样，可以更精确地设定公共连接端至复位电势。
还有，在这种半导体器件中，复位元件的MOSFET的总栅电容可以是该结构的栅电容的二倍或近二倍。在那种情况下，可以更精确地设定公共连接端至复位电势。
还有，在这种半导体器件中，复位元件的MOSFET的总栅宽度W可以是该结构的栅宽度的二倍或近二倍。在那种情况下，可以更精确地设定公共连接端至复位电势。
还有，复位元件MOSFET被分成同一类型的二个MOSFET，并且该结构的半导体掺杂层的类型可以是与用在复位单元的同一类型。
还有，复位元件的MOSFET的栅宽度W和栅长度L可以相同，并且可以几乎等于该结构的栅宽度和长度。
更进一步，可以分别提供位于输入端和电容器之间的第二开关和位于电容器和第二开关之间的用于复位电压的第二复位元件，从而在复位元件中采用MOSFET，并把它分为多个MOSFET，并且使输入有复位元件驱动脉冲和反相序列脉冲的第二结构位于第二开关装置和电容之间。这样，可以更精确且高速地复位位于第二开关和电容之间的电势。结果，通过更精确地划分电容，可以精确地设定发生在公共连接端相对端上电压微小变化的绝对值。换句话，敏感度提高，这对高速度响应有很大效果，从而使功耗降低。
还有，第二结构可以包括一不同于半导体基底的导通半导体掺杂层，它是通过在半导体基底上挤压提供反相序列脉冲的电极形成的，并且使不同于基底的导通掺杂层与输入端上电容端相连。这样，可以更精确地复位第二开关和电容之间的电势。
另外，第二复位元件的MOSFET的栅电容总和可以是第二结构的栅电容的二倍或近二倍。这样，可以更精确地设定位于第二开关和电容之间的电势。
还有，第二复位元件的MOSFET的栅宽度W的总和可以是第二结构的栅宽度的二倍或近二倍。这样，可以更精确地设定位于第二开关和电容之间的电势。
还有，第二复位元件的MOSFET可以分为同一类型的两个MOSFET，并且可以使第二结构的半导体掺杂层的类型与用在复位装置的类型一样。
进一步，在半导体器件中，通过安排反相序列脉冲的上升沿和下降沿同时或落后于驱动脉冲，由于有很大的设计余量，所以可更精确地设定每一端口至复位电势。
还有，通过一包含反相电路的电路，使第二结构的输入部分与第二复位装置驱动脉冲的输入部分相连，由于有很大的设计余量，所以可更精确地设定每一端口至复位电势。
通过包括一使用反相电路的延迟电路，由于有很大的设计余量，所以可更精确地设定每一端口至复位电势。
进一步，提供了多个半导体器件，从而多个半导体器件的第一半导体器件的输出和或该半导体器件的反相输出被输入到第二半导体器件。当C是相应于输入端电容器的最小电容时，公共连接电容器的总电容值是一个奇数或者是最小电容C的奇数倍。
另外，能运行相关运算和其他运算的算术和逻辑单元可以包含该半导体器件。
进一步，包含该半导体器件的AD变换器输入模拟信号至该半导体器件，并输出相应于该模拟信号的数字信号。还有，还可以提供一个包含该半导体器件的AD变换器。该AD变换器输入数字信号至该半导体器件，并输出相应于该数字信号的模拟信号。
还有，在本发明中，信号处理系统可以包含任何一种能执行相关运算等的算术逻辑单元，以及是一个AD变换器或是一个DA变换器的信号变换器。
顺便说说，本发明的信号处理系统可以包含图像输入设备，输入图像信号或存放存储信息。它可应用于多种信号处理中，如图像信号压缩/解压缩以及运算处理。
实施例
下面参照附图说明本发明的几个实施例。
实施例1
图2是一示意性电路框图，用以说明实施例1的半导体器件。图中，Q1—Qn表示输入端。提供了n个输入端。221在这里表示一NAND电路。可以用希望的电压值分别从输入端Qi输出。202—1至202—n分别表示电容器。它们的值可以彼此相同或不同。205表示传感放大器，206为传感放大器205的反相器，204表示传感放大器的第二反相器，207表示反相复位开关，210为复位电源，211为输出端，并且209为包括在电容器202的公共连接端寄生电容的电容。
参照图3A至3J，说明本实施例的运行。首先，输入一低电位信号至NAND电路221的″设置″端，并且每个电容器202的输入端被设定为一确定值，如，2.5V或5V。然后，通过复位脉冲ФRES的复位开关207，传感放大器205的反相器206的输入端被复位为电源210的电压。当复位脉冲ФRES被关掉时，电容器202公共连接端200保持该复位电势。然后，输入信号分别输入到输入端Q1—Qn，并且一个高电平信号输入至NAND电路221的″设置″端。在本实施例中，信号从Q1，Q2输入至C1，C2，从而在电容器C1的电压V1发生变化，在电容器C2的电压V2发生变化，在Cn处电压不变。现在使Ci等于电容器202的电容，C0为寄生电容值，并假设n个电容器202彼此并联，对于一个输入，电容器202的公共连接端的电压从复位电势变化为下式：
Ci×v/(C0＋(C1＋C2＋…＋Cn))
V表示在电容输入端电势的变化量。
因多输入使电压发生变化，因此，一旦设定端变为高电压时，比如，NAND电路221，执行反相输出，并且Ci×V＝C1×V1＋C2×V2的电势，并提供给传感放大器205的输入端。
如果反相器206的输入端电压变化量超过反相器206的逻辑反转电压，反相器206的输出端电压相应地反转。如果信号分别输入到n个输入端，n个电容输出端的电压之和(VP)输入到反相器206的输入端。总之，按照输入到每个电容的输入端电势的变化，向传感放大器205的输出端211输出一高电位信号或一低电位信号。在这里，低信号输出到输出端211。
按照上述结构，可以构成这样一个电路，当特定多个可变信号输入到多个输入端时，高速地执行并行算术运算。还有，在这种结构中，晶体管的数量少于常规的逻辑电路，从而在增加速度的同时，可以降低功耗。还有，在这里，尽管用NAND电路221进行输入，但不限于此。如果取消NAND电路221，直接进行输入，其实质是一样的。如果采用另外的方法，也可能存在问题。在直接输入的例子中，比如，可以有输入的三种方式，即，使电压从一常量电势向正的方向改变，向负的方向改变以及不发生电压变化，并且可能有输入的其他方式，且可能这样执行几个变量的并行运算，并相应地输出。下面，参照图4详细地说明复位公共连接电容端口的装置。图4详细地示出了从图2的电容器C(202)，通过公共连接端至传感放大器的一个例子。在本例中，NMOS晶体管400作为一个通过电源210使公共连接端复位的装置，复位的驱动脉冲ФRES输入至NMOS晶体管400的栅极。由于在这儿里使用NMOS晶体管400，当信号脉冲是高电平时，通过电源210复公共连接端，然后信号变为低电平，关断NMOS晶体管400，使公共连接端变为稳定状态。同时，通过电容401，ФRES信号的反相序列脉冲ФRES输入至公共连接端。
通过连接这样一种结构，可以补偿在公共连接端电压的变化，该电压的变化是由于分开晶体管栅漏(公共连接端)的叠加电容和当ФRES关断晶体管400时所产生的用209表示的电容所引起的，从而可以更精确地复位公共连接端至电源210的电势。如果设定公共连接端电压接近反相器的逻辑电压，比如，越接近反相器的逻辑反相电压，越可能输出相应于发生在公共连接端的信号的微小变化。也就是敏感度提高，毫无疑问，增强了响应速度，因此降低了功耗。尽管在这里所使用的电容401的值，越接近NMOS晶体管400的栅漏叠加电容，对复位接近电源210的电势越好。但并不限于此，毫无疑问，即使是不同的值，比如，此值的一半，也能取得很好的效果。
图5示出了使用PMOS晶体管作为该结构的一个例子。图5中，用PMOS晶体管402替代电容器401，当漏极端连接至公共连接端，且源极端连接至电源210时，ФRES输入至PMOS晶体管402的栅极。该结果与图4所述的电容的效果一样。还有，它并不限于作为一个复位装置。比如，使用PMOS晶体管也毫无问题。在那种情况下，参照上述例子，需要这种校正，用NMOS晶体管替代图4中用402表示的PMOS晶体管，改变ФRES信号(实质上也是ФRES)的极性等。
实施例2
在实施例2中，能更精确地复位公共连接端至电源210的电势。参照6说明实施例2的半导体器件。与图4和5一样，图6示出了从图2的电容器C(202)，经过公共连接端，至传感放大器输出的部分示意等效电路图的一个例子。在本例中，用NMOS晶体管400作为通过电源210复位公共连接端的一个装置。复位的驱动脉冲ФRES输入至晶体管400的栅极。由于在这儿里使用的是NMOS晶体管400，当信号脉冲是高电平时，通过电源210复位公共连接端，然后信号变为低电平，关断NMOS晶体管400，使公共连接端变为稳定状态。同时使用用403表示的作为该结构，以输入ФRES信号的反相序列脉冲ФRES。该结构具有一不同与半导体基底的通导半导体掺杂层，它是通过在半导体基底上挤压提供反相序列脉冲的电极并且使半导体掺杂层与公共连接电容的另一端连在一起而形成的。
图6中，该结构用NMOS晶体管的漏和源作为公共端，并连接至电容公共连接的电容端。尽管NMOS晶体管400的电容主要是晶体管栅极和漏极(公共连接端)叠加电容，它的电容值基于源/漏掺杂量、晶体管形成热滞后等。因此，很难精确地设计和生成。另外，还有栅极电压依存关系。图6示出了被认为具有同一电容的包括该电压依存关系作为一个晶体管的一个结构。可以设定这样一种结构的电容值，使它基本上等于包括用作为复位装置的NMOS晶体管400的电压依存关系的值。因此，通过分开209(图4)所表示的电容，可以补偿在公共连接端的电压变化，使得能更精确地复位公共连接端至电源210的电势。
例如，如果设定公共连接端电压接近反相器的逻辑反相电压，越接近反相器逻辑反转电压，越可能相应于发生在公共连接端的信号的微小变化进行输出。也就是敏感度提高，毫无疑问，增强了响应速度，因此降低了功耗。然而，如果复位装置的MOS晶体管的栅极电容值是该结构的栅极电容的二倍或近二倍，由于在该结构中源极和漏极是连接在一起的，总电容值变得基本相等。还有，每个栅极都施加有反相序列脉冲，从而可以更精确地将公共连接端复位至电源210的电势。还有，如果作为复位装置的MOS晶体管的栅极宽度设定为该结构栅极的二倍或近二倍，由于在该结构中源极和漏极是连接在一起的，总栅极叠加电容值将变得基本相等。还有，每个栅极都施加有反相序列脉冲，从而可以更精确地将公共连接端复位至电源210的电势。
顺便说说，尽管图6中示出了一个NMOS晶体管连接成复位装置或者作为施加有反相序列脉冲的结构，作为一个例子，毫无疑问并不限于此。如果复位装置和施加有反相序列脉冲的该结构都是PMOS晶体管，或连接多个晶体管，用NMOS和PMOS晶体管作为复位装置和施加有反相序列脉冲的该结构，也没有问题。并且带有反相序列脉冲的该结构可以是PMOS晶体管或者相反。
实施例3
在实施例3中，参照图7说明该复位装置。与图4和5一样，图7示出了从图2的电容器C(202)，经过公共连接端，至传感放大器输出的部分示意等效电路图的一个例子。这里的传感放大器并不简单地是实施例1和实施例2所示的反相器。而是通过复位装置(开关)，彼此相连的反相器的输入和输出。400表示的NMOS晶体管是复位装置，反相器的输入端和输出端连接在一起，并且当晶体管接通时，反相器的输入和输出端等于反相器逻辑反相电压。如果反相器的输入端和输出端没连接在一起，对发生在公共连接电容端微小电压变化具有很高敏感度的传感放大器的电压值，将按照实际的输入值Q发生变化。
404表示的结构是实施例2中说明的源漏相连的NMOS晶体管。它的栅极施加有至复位装置的脉冲和反相序列脉冲。通过使用这种结构，靠反相器的逻辑反相电压，可以使反相器的输入电压变得更精确地平稳。结果，敏感度提高，毫无疑问，增强了响应速度，因此降低了功耗。尽管本实施例中示出了一个NMOS晶体管连接成复位装置或者作为施加有反相序列脉冲的结构，作为一个例子，毫无疑问并不限于此。还可以使用实施例1和实施例2所说明的其他结构。还有，毫无疑问，连接复位装置或输入有复位装置驱动脉冲和反相序列脉冲结构的电路构成不限于本实施例的结构，或实施例1和实施例2的那些结构。
实施例4
参照图8至12B说明实施例4。在本实施例中，详细地说明了位于多个输入端和电容之间的开关装置及复位电容和开关装置之间电压的复位装置。图8中，Q1—QN表示N个多输入端，201表示复位开关，202是电容器，203信号传输开关，205是传感放大器，206是传感放大器的反相器，204是传感放大器的第二反相器，207是用于复位反相器的第二复位开关，208是复位电源，211是输出端，并且209是电容器202公共连接端上的寄生电容。然而并不限于此。
图9A至9C是说明本实施例运行的说明性时序图。下面参照同一图形说明本实施例的运行。首先，复位脉冲ФRES复位电容器202的一端。对于复位电压，如果电压是以5为基数，则使用，比如，2.5V或它的一半。该复位电压不限于此，它也可以是其他的电压值。在那种情况下，通过复位开关，几乎同时地复位传感放大器205的反相器206的输入端。毫无疑问，该时序并不限于同时。在本例中，选择一个接近逻辑反相电压的值作为复位电压，反转反相器206的输出。如果关断复位脉冲ФRES，在电容器202上保持每一个复位电势。然后，如果传输脉冲ФT接通传输开关203，传输该信号至电容器202的一端，并且电容器202一端的电势改变，比如，从2.5V的复位电压变为相应于低电平的0V，或相应于高电平5V。后面的运行同实施例1所述的过程一样。
图10是一示意性等效电路图，示出了图8所示的从输入端至电容器C(202)的电路的一个例子。图10中，202表示电容，203表示信号传输开关，且208表示如图8所示复位电源。还有，NMOS晶体管407用作通过电源208，复位信号传输开关203和电容器202之间端口的一装置。用于复位的驱动脉冲ФRES输入至NMOS晶体管407的栅极。由于这里使用NMOS晶体管407，信号脉冲如图9A至9C所示的时序进行输入，比如，在高平时，用电源210复位开关和电容之间的端口，然后，位于开关和电容之间的端口转变为平稳状态。同时，ФRES信号的反相序列脉冲ФRES输入至结构408。该结构具有一不同于半导体基底的导通半导体掺杂层，它是通过挤压提供反相序列脉冲的电极至半导体基底上形成的，并且该半导体掺杂层与公共连接电容端彼此电连接。
图10中，该结构连接至开关和电容间的端口，用NMOS晶体管的漏极和源极作为公共端。通过连接这样一种结构，可以补偿在公共连接端电压的变化，该电压的变化是由于分开晶体管栅漏(公共连接端)的电容和当ФRES关断晶体管400时所产生的用212表示的电容所引起的，从而可以更精确地复位公共连接端至电源208的电势。结果，通过电容器202，更精确地分开电容，可以设定发生在相反端公共连接端上的电压微小变化的绝对值。也就是敏感度提高，毫无疑问，增强了响应速度，因此降低了功耗。
还有，毫无疑问，用在本实施例的结构和复位装置并不限于实施例1至3所描述那种形式，很明显，信号传输开关也不限于此。还有，在本发明中还包括图11所示的那种结构。图11中，在多输入端和电容间提供了开关装置230。它既可以用作复位装置，也可用作开关装置。也就是，可以容易地区分，通过使输入变为复位电势而打开开关的复位状态的周期和使输入变为信息信号而打开开关的周期。如图12A和12B所示的时序图。在那种情况下，可以连接输入有复位装置的脉冲和反相序列脉冲的结构231至电容的输入端。上面已经描述了它的运行。毫无疑问，本发明也包括这样一种结构。
实施例5
下面参照图13和14说明实施例5。图13和14示出了从输入端至图8的电容器C(202)电路的一个例子。考虑分别输入至图10中作为复位装置的NMOS晶体管407和结构408的脉冲，如果输入至复位装置的脉冲ФRES滞后于ФRES，在这种延迟期间，作为复位装置的NMOS晶体管407处于接通状态，从而，即使ФRES变化，开关和电容间的端口也保持在复位电源208的电势。因此408表示的结构的作用减小。考虑这一点，在图13中，通过反相器，ФRES输入的比ФRES晚。这样，可以毫无损失地消除结构408的影响。
图14中，通过多个反相器，几乎同时输入ФRES和ФRES。在这种情况下，即使ФRES和ФRES改变时，也可以使电压的变化很小。这一例子并不限于在本实施例所说明的那一点。同样适于实施例1至3所示的公共连接端的实施例中。毫无疑问，包括实施例1至4所说明的其他结构的本实施例的结构并不受限制。
实施例6
下面说明本发明的半导体器件应用于相关器的一个实施例。图15是一个示例性框图，它能最好表示本发明的7—输入相关器。图中，1001A、1001B和1001C表示多数逻辑运算电路，1002表示反相器，1003表示比较器。与输入端1012相似的信号也输入至1004和1005端。1006、1007和1008这样的端口，以输入来自多数逻辑运算电路的输出信号，并且1009，1010和1011表示当C等于连接至普通输入端的电容时，分别相应于1006、1007和1008的电容值。图15中，首先每个信号与相关系数一起输入至比较器1003。如果每个信号与相关系数一至时，比较器1003输出高电平，反之，输出低电平。比较器1003的输出输入至多数逻辑运算电路1001。
比如，比较器1003的输出输入至7—输入多数逻辑运算电路1001A，如果高电平数为多数，即如果7个输入中有4个或4个以上的输入为高电平，则运算电路1001A输出高电平。同样，11—输入多数逻辑运算电路中，如果6个或多于6个的输入为高电平；或者13—输入多数逻辑运算电路中，如果7个或多于7个的输入为高电平，也输出高电平。表1的S3示出了输入高电平时，7—输入多数运算电路1001A的输出值。然后，如图15所示，7—输入多数逻辑运算电路1001A的输出，经一反相器1002，传送至多数逻辑运算电路1001B的加权输入端。
图16示出了多数逻辑运算电路1001B的电路结构。它示出了一个可以加权的电路。图中，1212表示电容器，它的电容值是连接至其他输入端的电容值的4倍。该电路可以作为一个11—输入多数逻辑运算电路，使C等于连接至输入端路径上的电容值，共同连接11个电容C，其中4个C施加有加权输入端的信号，其他7个施加与输入至1001A一样的信号。接着，如果7—输入端口的7个输入中有4个或更多的是高电平(即第一步的结果是高电平时)，如上所述，向加权输入端施加低电平信号。还有，在下一步，如果施加至加权输入端以外的输入端的7个信号中6个或更多的为高电平时，11输入多数逻辑运算电路判断多数为高电平，并且在下一步输出高电平。还有，如果7输入中有5个或更少的输入为高电平，由于它不是多数，则在下一步输出低电平。同时，由于在第一步骤11—输入多数逻辑运算电路输出低电平，如果7个输入中3个或更少的输入为高电平，在下一步，加权输入端被施加高电平。如果7个输入中有多于2个的输入为高电平，由于4＋2或4＋3大于等于6，即高电平为多数，所以下一步输出高电平。如果少于1个的输入为高电平，由于4＋0或4＋1小于等于5，所以下一步输出低电平。
表1的S2示出了输入为高电平时，多数逻辑运算电路1001B的输出值。表1的S1示出了，通过施加多数逻辑运算电路1001A的反相信号至多数逻辑运算电路1001C，并且多数逻辑运算电路1001B分别向二个具有2倍和4倍电容值的二个加权端输出，所得到的输出。通过如上构成，把它转换为如表1所示的3位二进制数，可以输出多个输入中相关系数与信号一致的输入数。
图17是多数逻辑运算电路1001A的一个典型电路图。它示出了一个不使用加权的电路。图中，1201典型地表示复位开关，1020为电容器，1203为信号传输开关，1205为传感放大器，1206为传感放大器1205的反相器，1204为传感放大器1205的第二反相器，1207为用于复位反相器的第二复位开关，1208为复位电源，1210为第二复位电源，1211为输出端，并且1209为在电容器1202公共端上的寄生电容。然而，并不限于此。
图18A至18C示出了本实施例的运行时序的一个例子。参照同一示图说明它的运行。首先，用复位脉冲ФRES复位电容器1202的一端。如果提供的电压是以5V为基数的，则复位电压为2.5V或它的一半。但复位电压并不限于此，它也可以是其他的电压。在那种情况下，通过复位开关1207，几乎同时地复位传感放大器1205的反相器1206的输入端。在那种情况下，选择一个接近反转反相器1206输出的逻辑反相电压值作为复位电压。如果复位脉冲ФRES关断，则在电容器1202上保持每个复位电势。
然后，如果传输脉冲ФT打开传输开关1203，信号传输到电容器1202的一端，并且电容器1202一端的电势改变，比如，从2.5V的复位电势变到相应于低电平的0V，或变到相应于高电平的5V。现在使C等于电容器1202的电容和C0等于寄生电容的电容值，并假设并联N个电容器1202，对于一个输入，电容器1202的公共连接端的电压由下式表示：
±[C×2.5/(C0＋N×C)]·|V|
如果反相器1206的输入端电压从逻辑反相电压改变，反相器1206的输出端电压相应地改变。如果对于N个输入端，分别输入信号，N个输入的总和输入反相器1206的输入端。
表1
总之，如果N个输入的高电平信号数为多数，反相器1206的输入端变为高电势，然后，高电平逻辑反相电压输出到传感放大器1205的输出端1211。如果低电平信号为多数，向它输出低电平。通过上述结构，图17的电路用作多数逻辑运算电路，输出多个输入的主要逻辑值。尽管图15示出了7—输入相关运算电路作为一个例子，毫无疑问，它不限于此，并且可以很容易地扩展为其他多输入。
实施例7
下面说明本发明的半导体器件应用于AD转换器的一个实施例。图19是本发明的一个3位AD转换器的典型例子。图中，2001A、2001B和2001C分别表示1输入、2输入和3输入算术逻辑电路，并且2002表示反相器。2003、2004和2005分别表示输入端，用于输入上述步骤中多数逻辑运算电路所输出的信号。2006、2007和2008表示当C等于普通输入端的电容时，分别相应于2003、2004和2005的电容。2009表示模拟信号输入端，2010表示设定输入端，2011和2012表示相应的电容值。
下面说明用5V电源的一个例子。首先，对于2001A，算术逻辑电路的传感放大器的输入被设定为0V，对于2001B和2001C，设定为2.5V。还有，设定信号输入端2003、2004和2005及设置输入端2010为5V。在这种情况下，信号输入端2009为0V。接着，设定设置输入端2010为0V，并且输入从0V变为模拟信号电压。当模拟输入信号在算术逻辑电路2001A内大于或等于2.5V时，由于算术逻辑电路的传感放大器输入电势超过逻辑反相电压(假设这里为2.5V)，因此输出高电平。表2的S3示出了这个结果。当模拟输入信号大于等于2.5V时，输入端2003从复位电势的5V变为0V。这种情况下，算术逻辑电路传感放大器输入端的电势如下式进行改变，其中VA等于模拟输入信号电势。
[C·VA－5×(C/2)－5×(C/4)]/(C＋C/2＋C/4)
从上式知，当模拟信号电压VA大于等于3.75V时，算术逻辑电路2001B输出高电平，当模拟信号电压VA大于2.5V小于3.75V时，算术逻辑电路2001B输出低电平。表2的S2示出了这一结果，同样，表2的S1示出了算术逻辑电路2001C的输出。通过上述构成，可以实现一个AD转换器，通过把它转换为如表2所示的3位数字信号，输出该模拟信号电压，还有，可以实现高速处理，并降低功耗。尽管本实施例中说明了一个3位的AD转换器，毫无疑问，它不限于此，并且它很容易地扩展到更多的位。还有，尽管在本实施例中说明了一个用电容的嵌入型AD转换器，毫无疑问，本发明并不限于这种系统，比如，如果运用到编码电路等，也可取得相似的效果。
表2
还有，尽管在上述实施例中描述了相关运算器和AD转换器的例子，但本发明并不仅限制于它们。毫无疑问，如果它应用于诸如DA转换器和加法器的其他各种逻辑电路时，可以取得相似的效果。特别是组成一个DA转换器时，通过使C等于输入LSB数据的大小，并随着位数的上升，顺序为2C、4C和8C，可以实现二进制数模转换。在那种情况下，完全可以构成这样一种结构，用源跟随放大器接收公共连接端电容。
还有，如上所述，当C等于连接至多输入端的电容装置的最小电容时，电容器的总电容值几乎为C的奇数倍。
在相关器中，如果没有控制输入端，它完全由最小值组成。如果有控制输入端，连接至控制输入端的电容是一偶数，为2C，4C，并且如上所述，奇数输入端的总和几乎是C的奇数倍。这样一种结构，由于能分清是否比希望的标准值大或小，故能提高处理速度。
已经说明了相关器，在二进制数模转换器中，如果使C等于最低位LSB信号的输入电容，下一位将是2C，再一位是4C，等等。结果，多输入端的总电容是C的奇数倍，从而能实现高精度数模转换。还有，在AD转换器中，可以设定连接至每个多输入端的总电容为一个奇数，或者一个奇数乘以最小电容值(设定除数为一奇数)，如，除数为1，以清楚地判断模拟信号电平是否为满范围，即1/2，或低于或高于满范围1/2；如除数为3，以判断是否为1/4，2/4，3/4，或4/4。这样一种结构能高精度地运行，从而可以实现低功耗、高速度运行，而不需要提供一大的电容装置。
实施例8
参照图20说明本发明的实施例8。实施例8中，本发明的半导体器件用常规的电路技术，以实现一个运动检测芯片。图中，3001和3002表示分别存储标准数据和参考数据的存储单元，3003表示相关处理部分，3004为控制整个芯片的控制单元，3005为相关处理结果加法处理部分，3006为存储3005相加结果最小值的寄存器，3007为比较器，并部分存放最小值的地址，3008为输出缓冲器，并存放输出结果。从端口3010输入与标准数据相比较的参考数据的同时，标准数据输入至端口3009。
包括SRAM的存储单元3001和3002是由普通的CMOS电路组成。传送至相关处理部分3003的数据，通过本发明的相关器并行地处理。不但实现高速度，并且这种结构需要少量的元件，从而芯片尺寸减小，造价降低。相关运算结果存放在加法处理部分3005。在输出缓冲器内它与寄存器3006相比较，并输出存放在3008的结果。
这时，如果直至最后时刻运算结果还小于最小值，该结果重新存放在寄存器3006内。如果至最后时刻结果还较小，保持该结果。通过执行这样一种运算，最大相关运算结果存储在寄存器3006内。尽管控制单元3004，加法处理部分3006，寄存器3006，3007和3008都是由普通的CMOS电路组成，通过使用本发明的电路，加法处理部分3005可以进行并行处理，以实现高速处理。如上所述，由于在一个电容中执行运算，不但可以实现高速、低价，还可以实现小的源极电流和低功耗。因此，本发明还可以用于便携式设备，如8一mmVTR摄像机等中。
实施例9
参照图21A至21C说明本发明的实施例9。图9中，示出了将本发明的半导体器件用于光传感器(固态成象传感器)，在读取图像数据之前，执行高速图像处理的一个芯片(高速图像处理器)。图21A为总体框图，图21B为像素部分图，图21C是一个显示运行内容的框图。图21A至21C中，4001表示传感单元，4002，4005，4007和4009表示存储单元，4004和4008表示相关处理部分，4010表示运算输出部分，4011和4012表示连接至光信号输出端和电容装置，4002和4006表示输出总线，4013表示双极晶体管，4014表示连接至双极晶体管基极的电容装置，4015表示开关晶体管。输入至图像数据传感单元4020的图像数据在双极晶体管4013的基区被光电转换。
相应于光电转换光载流子的输出被读至双极晶体管4013的发射极，并经电容4011和4012传输至输出总线。通过上述运行，垂直方向上像素的相加结果被读至存储器4007，同时水平方向上的像素相加被读至存储器4003。换句话，通过像素部分电容器4014等，依靠解码器(图中末示出)如果选择提高双极晶体管电势的区域，可以在传感单元4020的任何区域的X和Y方向上输出该相加结果。比如，如图21C所示，在t1时输入4016表示的一个图像，在t2时输入4017表示的另一图像，在Y方向上相加的输出结果分别用4018和4019表示。这些数据分别存储在图21A中的存储器4007和4009。还有，从图21C的4018和4019可知，相应于图像移动的而移动的二数据，如果在相关处理部分4008内计算这样一种移动，可以在二维平面上以非常简单的方式检测一个目标的位置。顺便提一下，存储在传感单元4020的数据可以很容易地传输至存储器4003和4005。
可以安装本发明的相关运算设备至图21A所示的4004和4008中，元件的数量少于普通电路。特别地，在传感器像素读取上可以安排元件。尽管上述结构用于操作传感器的模拟信号，毫无疑问，通过在存储单元和输出总线之间安装本发明的AD转换器，它也可以用于数字相关。还有，尽管在本发明的传感器中使用了双极型，毫无疑问，即使用于代替放大器晶体管的光电二极管的MOS型也一样有效。进一步，尽管在本实施例中不同时间内执行了数据序列间的相关运算，如果要被识别的多个图像数据X和Y投影结果事先被存储在存储单元1中，它还可以实现图像识别。
如上所述，通过运用本发明于像素输入部分：
(1)由于并行读取的数据经过并行处理，而不是通过普通的传感器串行读取后再处理，所以可以高速地实现运动检测和图形识别。
(2)由于可以使用1个传感器芯片而不需增加外围电路就可实现图象处理，可以低造价实现高性能产品。换句话，可以直接控制面向用户的TV屏幕，可以直接控制风向朝向用户的空调机和8—mmVTR摄像机，以及如工厂内的标记识别设备，自动图形识别装置和可接收的机器人，和车与车距离控制设备等高性能产品。
尽管上面说明了图象输入部分，毫无疑问，本发明不仅对于图象识别，对于声音识别一样有效。
实施例10
下面，参照附图说明实施例10。
参照图22详细描述复位公共连接端200的一个装置。图22示出了经过公共连接端200，从图2的电容器C(202)至传感放大器205的一个例子。在本例中，使用二个NMOS晶体管400作为通过电源210复位(图2的开关207)公共连接端200的装置。用于复位的驱动脉冲ФRES输入至每一个NMOS晶体管400的栅极。由于这里使用NMOS晶体管400，比如，当控制信号脉冲为高电平时，通过电源210复位公共连接端200，然后，控制信号脉冲变为低电平，以关断NMOS400，使公共连接端200转变为稳定状态。同时，通过电容器401，输入ФRES信号的反相序列脉冲ФRES(反相信号)至公共连接端200。
这样连接的一个结果是，控制信号脉冲ФRES接通或断开NMOS晶体管400时发生的，NMOS晶体管栅极和漏极(公共连接端)叠加电容所引起的电压变化，和输入有控制信号脉冲ФRES反相序列ФRES的电容器401所引起的电压变化彼此互相补偿。因此，可以互相地补偿公共连接端200上的电压变化，以高速地、精确地复位公共连接端200至电源210的复位电势。比如，如果用从0V至5V的信号脉冲ФRES和它的从5V至OV反相序列ФRES控制复位，由于通过NMOSFET400和电容器401，可以抑制它们作为互相反相的序列，所以可消除这样一种变化。还有，如果公共连接端200的电压被设定接近反相器206的逻辑反相电压，越接近反相器206的逻辑反相电压，越可以按照发生在公共连接端200上的信号的微小变化量进行输出。换句话，很显然，敏感度提高，允许高速响应，因此，降低了功耗。尽管希望NMOS晶体管400栅漏叠加电容接近用在这里的电容器401的值。但并不限于此，毫无疑问，即使值不同，比如为一半，也可取得很好的效果。
图22中，并联用作复位装置的二个NMOS晶体管。分成多个晶体管比用1个NMOS晶体管产生如下优点。
图23A和23B分别示出了具有相同宽度W的一个NMOS晶体管和二个NMOS晶体管了简单布局图。图23A中，1和2表示源漏区，3表示栅极区，8和9表示连接点。还有，在图23B中，尽管图形的尺寸不同，5，6和7表示源漏区，4表示栅极区，10，11和12表示连接点。如果分成多个，可以使源极区1如图23B所示的源极区6那样公用，使得具有沟道长度为L＝1um和C沟道宽度W＝4um的复位MOSFET的有效区减小20％。
图24示出了使用PMOS晶体管的一个例子。图24中，使用二个PMOS晶体管402以替代图22所示的电容器401。ФRES输入至PMOS晶体管402的栅极，并且在源极与复位电210相连的同时，漏极与公共连接端200相连。该效果与图22所说明的电容的一样。控制信号脉冲ФRES接通或关断的NMOS400和ФRES接通或关断的PMOS402同时补偿公共连接端200中的变化。结果，敏感度提高，从而允许高速响应，因此，降低了功耗。换句话，可以高速、精确地设定公共连接端200上电容器C0 209上的复位电压。
实施例11
实施例11是一个能更精确地复位公共连接端200至复位电源210电势的例子。参照附图25说明实施例11的半导体器件。如图22和24一样，图25示出了经过公共连接端200，从图2的电容器C(202)至传感放大器205的输出211的一个例子。本例中，NMOS晶体管400分成二个部分，用作通过电源210复位公共连接端200的一个装置。用于复位装置的驱动控制信号脉冲ФRES分别输入至NMOS晶体管400的栅极。由于这里使用NMOS晶体管400，当控制信号脉冲ФRES为高电平时，用电源210复位公共连接端200，然后，控制信号脉冲ФRES变为低电平，从而分别地关断NMOS晶体管400，使公共连接端200转为稳定状态。同时，NMOS晶体管403用作输入ФRES信号的反相序列脉冲ФRES结构。该结构具有一导通半导体掺杂层，它不同于通过挤压输入有反相序列脉冲ФRES电极至半导体基底所形成的半导体基底，并且半导体掺杂层一同电连接至公共连接端200。换句话，NMOS晶体管403的源极和漏极连接在一起，从施加有反相序列脉冲ФRES的栅极至公共连接端200的电容为栅漏电容的二倍，以与施加有正相序列脉冲ФRES的二个NMOS晶体管400彼此互相补偿。
图25中，示出的结构将其NMOS晶体管漏极和源极彼此相连，并且其栅漏电容连接至公共连接端200。NMOS晶体管400的电容主要是晶体管栅漏(公共连接端200)叠加电容，它的电容值依赖于源漏掺杂量，晶体管形成热滞后等。因此，很难精确地设计和形成。另外，对栅极电压还具有依赖性。一种具有同样电容的结构还包括如图25所示NMOS晶体管400的电压依赖性。可以设定这样一种结构的电容等于包括复位装置中使用的，NMOS晶体管400的电容依赖性的电容值。因此，通过除以图22所示的电容器209的电容，可以补偿公共连接端200上的电压变化，使得能更精确地复位公共连接端200至电源210的电势。
比如，如果公共连接端200的电压接近反相器逻辑反相电压，越接近反相器逻辑反相电压，越能按照发生在公共连接端200上的微小的信号变化进行输出。换句话，敏感度明显提高，毫无疑问，能高速响应，因此，降低了功耗。进一步，如果作为复位装置的MOS晶体管的栅电容值的总和为这样一种栅电容的二倍或近二倍，由于在该结构中源和漏连在一起，总电容值变得几乎相等。还有，施加反相序列脉冲至每个栅电极，所以可更精确地设定公共连接端200至电源210的电势。还有，如果作为复位装置的MOS晶体管的总栅极宽度为这种结构栅极宽度的二倍或近二倍，因在该结构中源和漏连在一起，总的栅极叠加电容值变得几乎相等。还有，每个栅电极施加有反相序列脉冲，从而可更精确地设定公共连接端200至电源210的电势。
还有，如果复位装置的MOSFET是P型的，最好把它分为同一类型的二个MOSFET，如果是N型，则分为N型，并且如果该结构的半导体掺杂层同用于上述复位装置的类型一样，将更好。当关断作为复位装置的MOSFET时，公共连接端200的反馈电压，依赖于如前所述的MOSFET栅漏叠加电容。下面参照图26A和26B说明这种叠加电容。图中，1和2表示源和漏，8和9表示连接，14表示栅电极，15为源或漏电极，并且16为半导体基底。图中示出了一个NMOS晶体管。上述叠加电容部分被表述为用于栅极14下的漏极区的元件A之和，边沿效应B部分依赖于沟道宽度W，并且在垂直于沟道宽度W方向上的漏极边缘，边缘效应C部分如图26A和26B所示。如果符合作为复位装置的MOSFET和施加有反相序列脉冲的结构，以及栅极沟道宽度W的总和，可以设定那些用A和B表示的电容相等。同时，为了符合边缘效应C部分的电容值，需要符合MOSFET的类型和做为MOSFET的边缘数以及施加有反相序列脉冲的该结构。换句话，由于作为该结构的漏和源连在一起的一个MOSFET总共有四个漏极边缘，同样需要通过把作为复位装置的MOSFET分为二个，以生成四个漏极边缘。如果不分，就有二个漏极边缘，从而电容值就小。因此，当关断作为复位装置的MOSFET时，电容反馈量之差ΔC施加到公共连接电容端200，影响精确度，使Cr等于MOSFET和栅极至漏极的电容，Cr’为该结构的栅电容，C0是寄生在公共连接电容端200上的电容，并且VDD是输入至栅极的控制信号电压，在上述反馈量是：
ΔV＝(Cr′-Cr)VDD/(Cr＋Cr′＋Co)
＝ΔCVDD/(Cr＋Cr′＋Co)
其中ΔC等于Cr’－Cr。
由于漏极边缘电容不依赖于沟道宽度W的值，沟道宽度越小，这样一个电容值就相对地越大，从而存在着一定问题。
还有，即使被分为二的MOSFET的栅沟道宽度W不相等，原理上也不存在着任何问题。比如，如果该结构C沟道宽度为是10uM，复位元件MOSFET的沟道宽度W分别可以是15uM和5uM。毫无疑问，希望MOSFET的类型和大小完全一样。对于沟道宽度W大于10uM的一个结构，最好使用W＝10uM的二个同类型和尺寸的MOSFET作为复位装置。随便提一下，尽管在图25中示出了作为复位装置或施加有反相序列脉冲的结构，所连接的所有NMOS晶体管的一个例子，毫无疑问并不限于此。如果复位装置和施加有反相序列脉冲的结构都是PMOS晶体管，或者连接多个晶体管，不但使用NMOS晶体管而且使用PMOS晶体管作为复位装置和施加有反相序列脉冲的结构，也毫无问题。如果复位装置是NMOS晶体管，施加有反相脉冲的该结构可以是PMOS晶体管，反之依然。
实施例12
参照图27详细描述按照本发明实施例12的复位装置。如图22和24所示那样，图27中详细地示出了相应于图2的多输入端的与电容器C(202)公共连接的端口200到传感放大器205的输出端211。这里所描述的传感放大器205并不仅仅是实施例1和2所给出的反相器206，而是通过复位装置(一开关)连接的反相器206的输出和输入。标有400的NMOS晶体管是复位装置。当该晶体管是″接通″时，反相器206的输入和输出端200是连接在一起的，并等于反相器206的逻辑反相电压。如果在这种情况下分开反相器206的输入端和输出端，传感放大器将对来自其电容器公共连接的端口200的实际输入值Q的电压的徽小变化极敏感。
结构404是如实施例11所描述具有公共源极/漏极的一个NMOS晶体管，其中漏—栅电容和源—栅电容并联地加在一起，以产生基本上等于NMOS400的电容，并且在栅极处施加一个与复位装置脉冲相反的一个反相序列脉冲ФRES。使用这种结构可以应用正相序列脉冲ФRES，并能控制用反相序列脉冲ФRES至它们各自的NMOS晶体管，这能消除电容器在脉冲的接通和断开时所引起电压的变化，能利用反相器的逻辑反相电压，使得反相器的输入电压为一稳定值。结果，增强了敏感度，反应速度加快，从而明显地降低了功耗。这些是显著的改进。在本实施例中，示出了二个NMOS晶体管连接在一起作为复位装置，并且一个NMOS晶体管作为施加反相序列脉冲的一个结构。然而，这并不是绝对的情况，还可以选择实施例1和2所描述的其他结构。另外，复位装置和复位装置驱动序列脉冲和反相序列脉冲输入的结构用同一端口相连，很明显，它不限于本实施例和实施例10和实施例11所描述的。
实施例13
参照图28至32B详细描述按照本发明的实施例13。在本实施例中，详细描述了带有位于多输入端和每个电容器间的开关装置的，并用以复位电容器和传感放大器205之间电压的一个复位装置。图28中，Q1至Qn是包括n个端口的多个输入端。201是一个复位开关，202是一个电容器，203是一个信号转换开关，205是一个传感放大器，206一个在传感放大器内的反相器，207是用以复位反相器的一个第二复位开关，208是一个复位电源，210是一个第二复位电源，211是一个输出端，并且209是一个电容，它典型地示出了在电容器202的公共连接端上产生的寄生电容。该电容并不限于此。
图29A至29C是时序图，显示了本实施例的运行。参照这些图形，描述本实施例的运行。首先，通过复位序列脉冲ФRES，电容器202的一端与复位电源208相连。如果电源电压是，比如，5V，复位电压将被调整为该电压的一半，即2.5V。该复位电压并不限于此，并且可以选择其它的电压值。几乎在同一时间，通过接通复位开关207，形成传感放大器205一部分的反相器206的输入端200与第二复位电源210相连。很明显，该时序是同时的。此时，在本实施例中，选择一个其值接近于逻辑反相电压的一个复位电压，在这时反相器206的输出被反相。当关断复位序列脉冲ФRES时，电容器202的两端分别保持它们的复位电势。当通过转移序列脉冲ФT，接通转移开关时，该信号被转移到电容器202的一端，并且电容器202一端的电势，比如，从2.5V的复位电压变为0V的低电压，或5V的高电压。随后的运行与实施例1所述一致，并且依据输入至多个输入端的输入信号，在传感放大器205的输出端211，输出一个低或高电平输出信号。图30是一图形，示出了图28所示的从多个输入端到电容器C的一个电路的例子。图28中，与图26A和26B中相同的标号具有相同的功能，因此，略去对它们的详细描述。图中，202是一个相应于多个输入端的电容器，203是一个信号传输开关，用于传输输入信号至相应于多个输入端的电容器202，208为一复位电源，用于复位相应于多个输入端的电容器202的输入端，并且212是在电容器202的输入端寄生电容的电容器C0’。另外，通过电源208，作为复位信号传输端开关203和电容器202间端口的一个装置，NMOS被分为二个NMOS晶体管407和一个与先前NMOS晶体管407串联的晶体管408。复位驱动序列脉冲ФRES输入至二个NMOS晶体管407的栅极。
这里使用NMOS晶体管407，比如按照图10的时序输入信号序列脉冲ФRES，并且当电势为高电平时，通过电源210，复位开关和电容器之间的端口，然后电势降为低电平，并且开关和电容器之间的端口保持稳定。另一方面，输入ФRES信号和反相序列脉冲ФRES信号至结构408。结构408具有一半导体基底和一不同于半导体基底的导通半导体掺杂层，它是通过挤压用以在半导体基底上提供反相序列脉冲电极而形成，并且该结构408与电容器202的输入端相连，这样半导体掺杂层也公共地电连接着。
图30中，NMOS晶体管的漏极和源极作为公共端的该结构与开关和电容器之间的端口相连。该结构的这种连接，可以消除因叠加晶体管栅源(公共连接端200的一侧)电容，分开212所示的电容器C0’而引起的，位于开关和电容器之间端口上的电压的变化，并且更精确地使开关和电容器间端口的电压位于复位电源208的电势上。因此，可以更精确地设定徽小电压变化的绝对值。这样，增强了敏感度，加快了响应速度，并且能降低功耗，取得了很好的显著效果。
应注意，用在这里的结构和复位装置并不限于如实施例10至12所述的那样。并且很明显，信号传输开关也不特定地受限制。
另外，可以采用图31所示的那种结构。图31所示的位于多输入端和电容器之间的开关装置230既可以作为一开关装置，也可以作为一复位装置。换句话，当开关打开且保持复位电势时，输入按时序被分为复位条件周期；在输入IN被转换为信息信号后，当打开开关时，输入进入这样一个周期，在这些周期时，开关230可以接通至高电位或低电位(图32A至图32B是这一目的的时序图)。还有，在这种情况下，为了复位电容器的输入端，可以连接一个结构231，用于输入服务于复位装置的序列脉冲和反相序列脉冲。结构231和形成图30所示电路结构一样，并串连一个NMOS晶体管。它如上述运行，并且很明显，本发明包括这种结构。
实施例14
参照图33，34A和34B描述按照本发明的实施例14。
图33与图28大体相同，复位电压208是一变量，当复位电压208是固定值(VO)时，相应于输入值Q和固定值之间差的信号改变量被分开，并传送到与电容器连在一起的端口200。另一方面，当输入信号Q的反相时序信号作为复位电压时，通过电源，可以使信号满幅度变化。比如，如果VDD＝5V，VO＝2.5V，当复位电压是固定时，信号变化量为5－2.5＝2.5V或0－2.5V＝-2.5V，包含在＋－2.5V的范围内。另一方，当所选择的复位电压是输入信号的反相序列信号时，信号变化量为5－0＝5V或0－5＝-5V，位于+-5V的范围内。
在这种情况下，复位装置201必须是一个允许电源电压和0V通道的一个开关，对于这种开关，著名的有构成NMOSFET和PMOSFET的发射型MOSFET。
测量这种发射型MOSFET的场效应特性揭示，它依赖于复位电压。在图34A复位电压与场效应值的关系中用曲线(A)示出了该试验值，并且在图34B中示出了所使用的电路图。复位电压正方向值越大，PMOSFET所引起的正方向上场通量就越大，并且复位电压越接近于0V，NMOSFET410所引起的负方向上场通量就越大。当复位电压接近于5V时，PMOSFET409所引起的场通量变得更大。
换句话，为了用发射型MOSFET控制场通量，当固定复位电压时，它是有效的。当如本实施例复位电压是变量时，反相序列脉冲施加到每一个PMOSFET和NMOSFET的这种结构的组合是有效的。图34A直线(B)给出了它的结果，并且图34B的电路(B)特别地示出了它的电路图。电路(B)中，在电容器202的输入端，两个NMOSFET 413，一个NMOSFET 414的结构，两个PMOSFET411和一个PMOSFET 412的结构一同连接到复位电源208。
采用这种结构，可以消除因晶体管栅极和漏极(公共连接端一边)所引起位于开关和电容器之间的电压的变化。它还允许更精确地复位开关和电容器之间的端口至电源208的电压。相应地，可以更精确地设定微小电压变化的绝对值。这样，敏感度增强，响应速度加快，降低了功耗。
应注意，用在这里的结构和复位装置并不限于如实施例10至12所述。另外，很明显信号传输开关也不特别地限定。更进一步，当通过如实施例10至12所示的一个电容器，使用上述的发射型MOSFET以复位端口200的公共连接端时，同样适用。
另一方面，考虑到分开用作复位装置的MOSFET，很明显它毫无疑问地适用发射型MOSFET。
实施例15
参照图35和36描述了按照本发明的实施例15。图35和36都示出了从输入端至图26A和26B的电容器C(202)的电路的一个例子。在图35和36的例子中，考虑至输入至作为复位装置的用407表示的NMOS晶体管和408表示的每一结构的序列脉冲，当至复位装置的序列脉冲ФRES低于反相序列脉冲ФRES，在延迟期间，用作复位装置的NMOS晶体管接通。因此，即使反相序列脉冲ФRES改变，开关和电容器之间的端口保持在复位电源208的电势。因此，408所示结构的效果被减小了图35中，ФRES经过反相器409，使得ФRES相应于信号传输中的延迟滞后输入，这样，可以有效地消除结构408的影响。图36中，输入反相序列脉冲ФRES和序列脉冲ФRES，使它们通过多个反相器，从而可以多少使它们同时。在这一点，即使ФRES和ФRES改变，也可以保持电压的稳定。这样一种情况并不限制于本实施例所描述的，它也适用于实施例10至13所描述的公共连接端200。很明显，它也不限制于本实施例所描述的结构，并包括实施例10至14所描述的结构。
实施例16
现在，参照图37描述上述半导体器件应用于相关运算电路的实施例16。图37中，具有7个输入端的21—A，21—B和21—C构成多数逻辑运算电路，22是一反相器，且23是一比较器。24和25是一组输入端，输入与进入多数逻辑运算21—A的7个输入信号相似的信号。26，27和28是输入端，用以输入先前主运算电路输出的信号。29，30和31示出了，当与普通输入端相连的电容是C时，相应于输入端26，27和28的连接电容值分别为4C，2C和4C。
图37中，每个输入信号首先与相关系数33一起输入至每个比较器23。当输入信号与相关系数一致时，比较器23输出高电平，不一致时，输出低电平。比较器的输出再输入至多数逻辑运算电路21—A至21—C。比如，当比较器23用7个输入信号输入至主运算电路块时，在高电平输入为多数的情况下，也就是说7个输入中有多于4个是高电平时，多数逻辑运算电路21—A输出高电平信号，表3的S3示出了输出的这种状态。
相似地，比如，具有11个输入端的多数逻辑运算电路21—B，当有多于6个输入是高电平，并且4C相当于输入端26的4个输入时，其输出高电平信号。表3的S2示出了这种输出状态。同样，具有13个输入端的多数逻辑运算电路21—C，当有多于7个输入是高电平，并且4C相当于输入端28的4个输入，2C相当于输入端的2个输入时，其输出高电平信号。表3的S1示出了这种输出状态。
为了更精确地描述，对于每个高电平输入，具有7个输入的多数逻辑运算电路的输出值如表3的S3所示。然后，如图37所示，通过反相器22，具有7个输入的多数逻辑运算电路21—A的输出被反相，并施加到多数逻辑运算电路B21—B的加权输入端26。
图38示出了多数逻辑运算电路B21—B的一个电路结构。这是一个加权电路。图38中，29是电容器，它的容值约是与其他输入路径相连的电容器C的4倍。图38的电路是一个具有11个输入的多数逻辑运算电路B，其中，假设与输入端路径相连的电容器的容值为C，共连接11个C，其中，4个C接收加权输入端的信号，其他7个端口接收与输入至多数逻辑运算电路B21—A一样的信号。比如，如上所述，如果7个中有多于4个输入为高电平，低电平输入施加至加权输入端。另外，如果7输入信号中，有多于6个被施加至输入端而不是加权输入端信号是高电平时，具有11个输入的多数逻辑运算电路B认为它本身为多数，从而输出高电平信号。如果7个输入中有4至5个为高电平时，没有达到多数，输出低电平。另一方，如果7个输入中少于3个为高电平，高电平信号施加至加权输入端。如果7个输入中2到3个为高电平，4＋2或4＋3大于或等于6，确定为多数，输出高电平信号。如果少于1个输入为高电平，4＋0或4＋1小于6，输出低电平信号。表2的S2示出了对于每个高电平输入多数逻辑运算电路B21—B的输出值。
按照本发明，图38中，使用NMOS和PMOS和实施例10至15所述的各种结构用作开关单元，与控制序列脉冲ФRES一起，确保数据的精度和高速度，并能减小电路的尺寸。
另外，对于多数逻辑运算电路B21—C，将多数逻辑运算电路21—A和21—B输出的反相信号施加到二个加权端，其中一个加权端的容值为4C，是输入端28的4倍，另一个加权端的容值2C，是输入端27的2倍，以运行该电路，可以得到如表1的S1所示输出。如图3A至3J所示，该电路可以使与相关系数一致输入信号从多个输入中转变为3位二进制数，并输出它们。
图39是一个多数逻辑运算电路B的典型电路图。这是一个非加权电路。图39中，41是一个复位开关，42是一个电容器，43是一个信号传输开关，205是一个传感放大器，46是传感放大器205的第一反相器，44是传感放大器205的第二反相器，47是复位反相器46输入端的第二复位开关，48是复位电源，50是一个第二复位电源，51是输出端，49表示在电容器42的一个公共连接端上形成的寄生电容，但这并不是绝对的。
图40A至40C是本发明多数逻辑运算电路B的运行时序图。下面参照该图描述它的运行。首先，通过复位序列脉冲ФRES，复位电容器42的一端。选择复位电压为2.5V，大约是5V的电源电压的一半。复位电压并不限于此，可以是不同的。这时，通过复位开关47的接通，几乎同时地复位传感放大器205内的反相器46的输入端。这时所选择的复位电压接近反相器46的输出反转的逻辑反相电压。
表3
然后，当关断复位序列脉冲ФRES时，电容器42的两端将保持它们各自的复位电压。接着，当通过传输序列脉冲ФT接通传输开关42时，传输输入信号至电容器42的一端，并且电容器42一端的电势从复位电压，比如2.5V，变化至0V低电平或者5V高电平。假设电容器42的电容是Ci，寄生电容的容值是CO，并且n个电容器42是并联的，相应一个输入，由于电容的分隔，公共连接的电容器42一端电压从其他数据变为反相器46的逻辑电压：
(Ci×V)/(Co＋N×Ci) [V]
(Ci×2.5)/(Co＋N×Ci) [V]
当反相器46的输入端电压从逻辑反相电压改变时，反相器46输出端的电压相应地反转。当信号输入至每个输入端时，n个输出之和除以容值输入至反相器46的输入端。总之，如果高电平信号为n个输入的多数，反相器46的输入端从逻辑反相电压变为高电势，并且在传感放大器205的输出端51输出高电平，如果低电平信号为多数，输出低电平信号。
图39所描述的电路用作一输出逻辑值的多数逻辑运算电路B，它用以计数多个输入中的多数。换句话，该实施例还可以用作一个多数逻辑运算电路B。还有，如上所述，按照本发明，使用NMOS和PMOS以及图39所示的用在开关41和47的如实施例1至6所描述的结构，可以保证数据的精度和高速度，并且能减小多数逻辑运算电路的总体电路尺寸。
实施例17
参照图41和表4描述实施例17。本实施例是一个3位精密模数变换器(下面称A/D变换器)。特别是复位装置用在各种运算模块的情况下，其他输入端和传感放大器的输入端最好应用上述复位装置。图41中，121—A，B和C分别是1输入，2输入和3输入的计算电路。123，124和125是输入先前计算电路输出信号的输入端。126，127和128表示当与普通输入端相连电容为C时，相应于123，124和125的容值分别为C/2，C/2和C/4。129是一个模拟输入端。130是一个设定输入端。并且131和132分别表示相应的连接电容值为C/4和C/8。S1，S2和S3是数字信号输出端。
现在描述用于本实施例中的5V电源系统。首先，图41中，计算电路121—A的传感放大器输入端被复位为0V，计算电路121—B和121—C的传感放大器输入端被置位为大约2.5V。并且设定信号输入端123，124和125以及设定输入端130的输入电容202的输入端为5V。这时，信号输入端129为0V。然后，设定输入端130被复位为0V，并且当输入端129的输入电压从0V变为模拟信号电压，计算电路121—A的模拟输入升至大约2.5V或更大，计算电路121—A的传感放大器的输入电压升至逻辑反相电压(这里假设为2.5V)，并输出高电平信号。表4的S3示出了该结果。
当模拟输入信号等于或大于2.5V时，输入端123的电势从5V的复位电压变为0V。这时，如果假设模拟输入信号电压为VA，则计算电路121—B内的传感放大器的输入端电势为下式表示：VA.{C×VA－(C/2)×5－(C/4)×5}/(C＋C/2＋C/4)[V]
这个公式显示出，当模拟信号电压大于或等于3.75V时，计算电路121—B输出高电平信号，并且当模拟信号电压在2.5V至3.75V之间时，它输出低电平信号。
相似地，表4的S1示出了计算电路121—C的输出。
如表4所示，本实施例可以在一很小的电路上实现模数转换，能将模拟信号电压转换为3位的数字信号，并高速和低功耗地输出。
在本实施例，描述了一个3位的模数转换器。然而，并不限于此，它还可容易地扩展至更多位的电路中。
描述了一个带有电容器的嵌入型模数转换器。然而，本发明并不限于这种处理，即使本发明应用于模数转换器的编码电路部分，比如，用比较器比较输入至电阻的序列信号与参考信号，并用解码器解码该结果，很明显，可以得到与上述一样的效果。
如上所述，相应于每个多输入端的电容装置的一端被公共连接，以输入至一传感放大器，如果连接至多输入端电容器的最小电容是C，上述电容器装置的总和大约为C的奇数倍。
在没有控制输入端的相关电路的情况下，所有的由最小值组成，即使如图37所示的实施例16有控制输入端的情况下，连接至控制输入端的电容器是偶数2C和4C，并且将它们与奇数输入信号端相加，所得的总和是C的奇数倍。这样一种结构可以突出较小或较大值与希望的参考值的区别，并能增强运算的精确度。
表4
上述涉及一相关电路，并且当二进制DA转换器用C作为最低位LSB信号输入电容器的容值时，下一位需要为2C，并且再下一位呈几何级数增长，为4C，并且多输入端的总电容器之和将为C的奇数倍。这样，可以实现高精度的数模转换。
进一步，如图41所示考虑AD转换器的实施例17中，不管模拟信号的电平是否超过满范围的一半，或小于等于它的一半，除数被清楚地确定，对于121—A，是1C，对于121—B，是1/4，2/4，3/4和4/4。
这样一种结构，不需要提供大的电容器，就可实现高精度运算，从而降低功耗，提高处理速度。
前面的文章中，描述了相关处理器和AD转换器的例子。然而，本发明并不限于这种设备，很明显，可同样地运用于DA转换器，加法器，减法器和其他逻辑电路。
特别是在DA转换器中，当C作为用于输入LSB数据电容器的基本单位时，随着数字的增长，电容从2C至4C至8C成倍增长，从而实现二进制DA转换。在这种情况下，可以采用电容器的公共连接端与一个MOS型源跟随放大器相连的这种结构。
实施例18
按照本发明的实施例18示于图42中。实施例18结合了本发明实施例10的技术与先有技术，以实现动态图象和其他运动检测。图42中，62和62分别是存放标准和参考数据的存储部分，63是相关计算部分，64是控制整个芯片的控制部分，65是一个加法处理部分，用于相关计算部分63的相关结果，66是存放加法处理部分65的相加结果的最小值的一个寄存器部分，67是一个比较和存储部分，68是一个输出缓冲器和输出结果的存储部分。当输入总线70读取与标准数据序列相比较的参考数据序列时，输入总线69读取标准数据序列。存储部分61和62组成SRAM，它们是有普通的CMOS电路构成的。
按照本发明通过相关处理电路，参考数据存储器62和标准数据存储器61的输入数据送至相关计算部分63以执行相关处理，其特征在于能进行并行高速处理。该相关计算电路不仅能进行相关计算处理，还能减少元件数量及降低造价，通过加法处理部分65评价相关计算的结果，并且通过比较和存储部分67，在上述相关计算之前它们与存储最大相关结果(相加值变为最小值)的寄存部分66相比较。如果新相关处理结果小于直到最后一次处理所得的最小值，该结果将重新存储在寄存部分66，并且当最后一次处理之前所得结果较小时，将保持该结果。这样，在寄存器66经常存储最大相关结果，处理完所有数据序列后，将从输出总线，比如，以16位信号的方式输出该结果。
控制部分64，加法处理部分65，寄存器66，比较和存储部分67以及输出结果存储部分68这时是用普通的MOS电路做成。特别是在加法处理部分65和其它部分使用包括本发明的复位装置的电路可以实现传感放大器的精确和高增益运算，并且能实现高速处理。如上所述，不但提高了速度，降低了造价，实现了复位装置，并且可基于电容高速地进行处理。因此，功耗降低，适应于低功耗。从而，本发明适用于8mm VTR摄象机和其他便携式设备。
实施例19
参照图43A至43C描述按照本发明的实施例19。实施例19组合了在实施例10所描述的本发明的技术，以及到达一个芯片的光传感器(固态成象传感器)的技术，该芯片能在读取图象数据之前高速处理图象数据。
图43A是一个示出应用本发明的芯片结构的总体框图，图43B是一电路图，示出了应用本发明的一个C芯片象素部分结构，并且图43是一个描述应用本发明芯片计算内容的全视图。
图中141是一个包括光电转换元件的传感单元，143，145，147和149是线路存储部分，144，148是相关计算部分，并且150是一个算术运算输出部分。还有，图43B所示传感单元内的151和152是连接光信号输出端142和146所示的输出总线的连接电容，153是双极晶体管，154是连接至双极晶体管153基极的电容，并且155是一个开关MOS晶体管。图象数据投影至图象数据传感单元160的图象数据在双极晶体管153的基极被转换为光电信号。
双极晶体管153的发射极读取相应于光电转换器的光载流子的输出，并且通过连接电容151和152相应于输入存储充电信号，它们升高输出总线142和146的电势。上述运行结果，线路存储器147读取垂直象素相加结果，线路存储器143读取平行象素相加结果。通过象素部分电容器154的一个解码器(图43A至43C未示出)选择用于升高双极晶体管153基本电势的区域，可以在传感单元160的任何区域输出X和Y方向上的相加结果。
比如图43所示，假设156内的一个图象在t1时输入，并且157内的一个图象在t2时输入，Y方向上相加输出结果将是一个图象信号，该图象信号表示158和159所示的汽车运动状态，并且在线路存储器147和149分别存放这些数据，同样对于水平方向，这些数据将存储在线路存储器143和145内。
从图43C的图象数据158和159数据序列的输出可以明白，二数据改变以响应图象的移动，并且通过相关计算单元148计算它们的移动，同样用相关计算单元144计算水平数据，在一个二维平面上以非常简单的方式检测物体的运动。
本发明的相关计算电路可以运用到相关计算单元144和148。它比先前的电路具有更少的元件，并且这些元件可以用传感器象素的间距进行安排，该结构的设计允许基于传感器的模拟信号进行计算。还有，位于线路存储单元和输出总线的AD转换器明显地可以访问数字相关计算。
描述了做为本发明传感器元件的一个双极型晶体管。然而，使用MOS型传感器元件和光电二极管，而不需要放大器晶体管，同样是一有效的方法。
还有在本实施例中，在不同的时间里，执行了不同点的数据序列的相关计算。在一个存储单元存储多个图象数据的X和Y投影的结果，可以实现图象识别。
如上所述，组合象素输出单元与按照本发明相关计算电路可以产生如下效果：
(1)并行的处理所读取的数据以代替先前的串行读传感器，然后再处理这些数据。因此，高速地执行全部的操作，这样可以执行检测和图象识别操作。
(2)可以实现包括传感器的一个半导体器件，这种设备在不增加外围电路的情况下，可以处理图象。因此，它在较小电路大小和低造价的情况下，可以实现下列产品。本发明可应用于：(a)控制面向用户的TV屏幕的一控制装置；(b)控制空调机空气流向的一控制装置；(c)用于8—mm VTR摄像机的跟踪控制装置；(d)工厂内的标记识别设备；(e)能自动人类的可接收的机器人；以及(f)车与车距离控制设备等。
很好，上面描述了图象输入单元。毫无疑问，它不但适用于处理图象数据，对运行声音识别和其他相似的操作同样有效。
发明效果
如上所述，与普通逻辑电路相比，本发明可以构成这样一种电路，它以较少数量的晶体管并行处理多参数信号。并且由于对微信号具有高敏感度，它还能进一步增加处理速度和降低功耗。
特别地，由于使多输入端、相应于所述多输入端上的电容器、传感放大器的输入端和所述电容器输入端上的复位序列脉冲的接通和关断的效果降为最低，所以可减少复位时间，避免信号上任何噪音和不良影响，并且获得高敏感度，正确和高速的输出数据。结果可以降低电路尺寸，增加处理速度，降低功耗。
另外，与普通的CMOS型逻辑电路相比，可以用较少数量的晶体管，用该半导体器件构成并行处理电路，并且对微信号具有高敏感度。
应用本发明于半导体电路和使用该半导体器件的相关计算电路，AD转换器或DA转换器及其它信号转换器，以及使用这些器件的信号处理系统，可以降低它们的电路尺寸，增加它们的处理速度以及减少它们的功耗。另外，还可以降低造价，并提高产量。
进一步，本发明并不限于上述描述、实施例和图形，在不脱离本发明的精神范围内，随着情况的需要可以进行各种变化。
比如，随着情况的需要，除了MOS晶体管，可以使用任何晶体管。在上述实施例所使用的图形中，比如在图8，11，16，17，28，31，33，38，39中，仅仅示出了输入有ФRES信号的复位装置。毫无疑问，省略了与复位装置相连的输入有ФRES信号的结构，并且按照需要提供了这种结构。
机译： 半导体器件和算术逻辑器件，使用其的信号转换器和信号处理系统
机译： 半导体器件以及算术和逻辑单元，使用其的信号转换器和信号处理系统
机译： 半导体器件和算术和逻辑单元，使用其的信号转换器和信号处理系统
