一种基于空间对称绕组磁链和的无轴承磁通切换电机转子径向位移观测方法

摘要

本发明涉及一种基于空间对称绕组磁链和的无轴承磁通切换电机转子径向位移观测方法，利用检测的无轴承磁通切换电机相绕组电压和电流，计算出相绕组的磁链；计算机械空间对称180度的两绕组磁链之和；把自然坐标系中的空间对称各对绕组磁链之和变换至直角αβ坐标；根据αβ坐标系磁链与转子径向位移Δx、Δy之间关系，观测出转子径向位移Δx、Δy。本发明能够在不增加电机及控制器制造成本基础上，利用电机本身绕组电压、电流及转子切向位置角，观测出转子径向位移。

说明书

技术领域

本发明涉及无轴承磁通切换电机转子径向位移测量领域，特别是一种基于空间对称绕组磁链和的无轴承磁通切换电机转子径向位移观测方法。

背景技术

无轴承磁通切换电机采用定子永磁型结构，有利于永磁体散热，其具有效率高、降低永磁体因温升退磁风险、无污染等突出优点，在高速、超高速、大容量、清洁的电机驱动领域中具有极高的应用价值。

为了实现转子稳定悬浮于中心，通常需要控制2个径向位移自由度。为了实现径向位移控制，通常利用转子径向位移反馈构成转子悬浮闭环控制。目前通常采用径向位移传感器方法获得转子径向位移反馈值，选择的传感器主要有电涡流传感器、线性霍尔等。为了方便径向悬浮位移传感器的安装及准确测量，通常还需要在电机转轴上安装传感器支架及基准环。

采用物理上径向位移传感器优点在于可以直接、快速获得转子径向位移；但同时也存在明显的缺点：(1)一般采用差动方式测量转子径向位移，所以测量转轴一端径向位移需要4个位移传感器，且传感器的测量精度能够分辨微米级，从而径向位移检测成本明显提高，增加了无轴承电机及其驱动系统的成本，限制了无轴承电机驱动系统的实际应用领域的拓展；(2)由于轴向安装了支架及基准环，增加了转轴的长度，增加了转子的重量，降低了转子临界转速，从而限制了转子高速区运行上限的提升及电机功率的提高，同时也使得电机设计复杂化；(3)径向位移传感器与控制器之间需要弱电信号的连接导线，降低了无轴承电机驱动系统运行的可靠性，尤其是当电机转子处于高速悬浮运行情况，若出现径向位置检测通道故障，甚至会出现重大灾难性后果；(4)由于径向位移传感器端面和基准环端面具有一定的面积，导致传感器检测转子径向位移存在不可避免的干扰分量。

发明内容

有鉴于此，本发明的目的是提出一种基于空间对称绕组磁链和的无轴承磁通切换电机转子径向位移观测方法，能够在不增加电机及控制器制造成本基础上，利用电机本身绕组电压、电流及转子切向位置角，观测出转子径向位移。

本发明采用以下方案实现：一种基于空间对称绕组磁链和的无轴承磁通切换电机转子径向位移观测方法，所述无轴承磁通切换电机采用A-F单绕组结构，共计有空间对称绕组三对：A相和D相对称、B相和E相对称、C相和F相对称；包括以下步骤：

步骤S1：利用A、D相磁链之和φ_AD及A、D相悬浮磁链之和计算出A、D相绕组偏差磁链φ_eAD；利用C、F相磁链之和φ_CF及C、F相悬浮磁链之和计算出C、F相绕组偏差磁链φ_eCF；

步骤S2：将步骤S1得到的偏差磁链φ_eAD、φ_eCF及A、C相的单位正弦函数值s_uA、s_uC送给乘法器，再通过低通滤波器，输出A、D相偏差磁链的直流分量φ_eLAD和输出C、F相偏差磁链的直流分量φ_eLCF；

步骤S3：分别将步骤S2输出的直流分量φ_eLAD和φ_eLCF进行3/2变换，得到φ_eLα、φ_eLβ；

步骤S4：利用补偿磁链以及步骤S3得到的φ_eLα、φ_eLβ进行转子径向偏移计算，得到转子径向偏移Δx、Δy；

步骤S5：把步骤S4得到的转子径向位移Δx、Δy反馈给转子径向悬浮和切向旋转控制环节即可实现转子悬浮于定子中心的控制。

进一步地，步骤S1具体包括以下步骤：

步骤S11：把A、D相电压u_A、u_D以及相电流i_A、i_D送给A、D相反电动势和计算环节，输出e_AD；把C、F相电压u_C、u_F以及相电流i_C、i_F送给C、F相反电动势和计算环节，输出e_CF；采用的计算公式如下：

式中，R_s表示绕组电阻；

步骤S12：把步骤S11得到的e_AD、e_CF送给积分器，输出A、D相磁链之和φ_AD和C、F相磁链之和φ_CF；采用的计算公式如下：

步骤S13：把A、D相电流i_A、i_D送给A、D相悬浮电流分量计算环节，输出A相悬浮电流分量把C、F相电流i_C、i_F送给C、F相悬浮电流分量计算环节，输出C相悬浮电流分量采用的计算公式如下：

步骤S14：把送给A、D相绕组悬浮磁链和计算环节，输出A、D相绕组悬浮磁链和把送给C、F相绕组悬浮磁链和计算环节，输出C、F相绕组悬浮磁链和采用的计算公式如下：

式中，其中，μ₀表示真空磁导率，S表示隐极式电机每一极面积，l₀表示隐极式电机气隙长度，N表示绕组匝数；

步骤S15：采用下式计算A、D相绕组偏差磁链φ_eAD以及C、F相绕组偏差磁链φ_eCF：

进一步地，步骤S2具体包括以下步骤：

步骤S21：把A、D、C、F相电流i_A、i_D、i_C、i_F送给A、C相转矩电流计算环节，输出A、C相绕组转矩电流分量采用的计算公式如下：

步骤S22：把送给3/2变换环节，输出转矩电流的αβ分量采用的计算公式如下：

步骤S23：把转矩电流的αβ分量及转子位置角θ_r同时送给dq变换环节，输出转矩电流的dq分量采用的计算公式如下：

步骤S24：把送给极坐标变换环节，输出转矩电流幅值及其初始相位角φ_i；采用的计算公式如下：

步骤S25：把及φ_i送给补偿磁链计算环节，输出补偿磁链幅值Δψ_m及相位角Δφ；采用的计算公式如下：

式中，N表示绕组匝数，μ₀表示真空磁导率，S表示隐极式电机每一极面积，l₀表示隐极式电机气隙长度，F_m表示磁动势幅值；

步骤S26：把补偿磁链相位角Δφ及转子位置角θ_r同时送给单位正弦函数计算环节，输出A、C相的单位正弦函数值s_uA、s_uC；采用的计算公式如下：

步骤S27：采用下式计算A、D相偏差磁链的直流分量φ_eLAD和C、F相偏差磁链的直流分量φ_eLCF：

式中，s表示拉普拉斯因子，ω₀表示低通滤波器截止频率，LPF(.)表示对括号中值低通滤波。

进一步地，步骤S3采用下式进行计算：

进一步地，步骤S4采用下式进行计算：

本发明利用检测的无轴承磁通切换电机(BFSM)相绕组电压和电流，计算出相绕组的磁链；计算机械空间对称180度的两绕组磁链之和；把自然坐标系中的空间对称各对绕组磁链之和变换至直角αβ坐标；根据αβ坐标系磁链与转子径向位移Δx、Δy之间关系，观测出转子径向位移Δx、Δy。把观测的转子径向位移Δx、Δy反馈给转子径向悬浮和切向旋转控制环节即可实现转子悬浮于定子中心的控制。本发明能够在不增加电机及控制器制造成本基础上，利用电机本身绕组电压、电流及转子切向位置角，观测出转子径向位移。

与现有技术相比，本发明有以下有益效果：

1、本发明采用观测的转子径向位移代替实际转子径向位移采样通道测量值，降低了无轴承电机及其驱动系统的成本，有效扩展了无轴承电机驱动系统的实际应用领域；

2、本发明由于没有轴向支架及基准环，转轴的长度得以缩短，转子的重量得以减轻，从而降低了转子临界转速，提高了转子高速区运行上限速度及电机功率，同时也简化了电机设计；

3、本发明径向位移传感器与控制器之间无需弱电信号的连接导线，提高了无轴承电机驱动系统运行的可靠性。

附图说明

图1为本发明实施例的无轴承磁通切换电机(BFSM)横截面示意图。

图2为本发明实施例的转子径向偏移观测器原理框图。

图3为本发明实施例的无轴承磁通切换电机控制硬件结构。

图4为本发明实施例的坐标系定义示意图。

具体实施方式

下面结合附图及实施例对本发明做进一步说明。

应该指出，以下详细说明都是示例性的，旨在对本申请提供进一步的说明。除非另有指明，本文使用的所有技术和科学术语具有与本申请所属技术领域的普通技术人员通常理解的相同含义。

需要注意的是，这里所使用的术语仅是为了描述具体实施方式，而非意图限制根据本申请的示例性实施方式。如在这里所使用的，除非上下文另外明确指出，否则单数形式也意图包括复数形式，此外，还应当理解的是，当在本说明书中使用术语“包含”和/或“包括”时，其指明存在特征、步骤、操作、器件、组件和/或它们的组合。

本实施例提供了一种基于空间对称绕组磁链和的无轴承磁通切换电机转子径向位移观测方法，如图1所示，所述无轴承磁通切换电机(BFSM)采用A-F单绕组结构，共计有空间对称绕组三对：A相和D相对称、B相和E相对称、C相和F相对称；为了实现转子处于磁悬浮状态旋转，六相定子绕组中同时流过转矩电流和悬浮电流，即：

且在控制中保证对称绕组中流过相同的悬浮电流即：六相中流过对称的转矩电流定子也是由12个U型铁芯冲片构成，相邻的两个U型冲片之间夹着一个沿切向充磁方向交替的永磁体。假设转子中心由图1o点，沿角方向偏移e至o′点，且转子初始时转子齿中心线与线圈A1中心线重合，并由此位置转子逆时针旋转的电角度为θ_r，θ_r＝ω_rt，ω_r为转子旋转的电角速度，t为时间。

本实施例的原理框图如图2所示，具体包括以下步骤：

步骤S1：利用A、D相磁链之和φ_AD及A、D相悬浮磁链之和计算出A、D相绕组偏差磁链φ_eAD；利用C、F相磁链之和φ_CF及C、F相悬浮磁链之和计算出C、F相绕组偏差磁链φ_eCF；

步骤S2：将步骤S1得到的偏差磁链φ_eAD、φ_eCF及A、C相的单位正弦函数值s_uA、s_uC送给乘法器，再通过低通滤波器，输出A、D相偏差磁链的直流分量φ_eLAD和输出C、F相偏差磁链的直流分量φ_eLCF；

步骤S3：分别将步骤S2输出的直流分量φ_eLAD和φ_eLCF进行3/2变换，得到φ_eLα、φ_eLβ；

步骤S4：利用补偿磁链以及步骤S3得到的φ_eLα、φ_eLβ进行转子径向偏移计算，得到转子径向偏移Δx、Δy；

步骤S5：把步骤S4得到的转子径向位移Δx、Δy反馈给转子径向悬浮和切向旋转控制环节即可实现转子悬浮于定子中心的控制，提高了驱动系统的可靠性。

在本实施例中，步骤S1具体包括以下步骤：

步骤S11：把A、D相电压u_A、u_D以及相电流i_A、i_D送给A、D相反电动势和计算环节，输出e_AD；把C、F相电压u_C、u_F以及相电流i_C、i_F送给C、F相反电动势和计算环节，输出e_CF；采用的计算公式如下：

式中，R_s表示绕组电阻；

步骤S12：把步骤S11得到的e_AD、e_CF送给积分器，输出A、D相磁链之和φ_AD和C、F相磁链之和φ_CF；采用的计算公式如下：

步骤S13：把A、D相电流i_A、i_D送给A、D相悬浮电流分量计算环节，输出A相悬浮电流分量把C、F相电流i_C、i_F送给C、F相悬浮电流分量计算环节，输出C相悬浮电流分量采用的计算公式如下：

步骤S14：把送给A、D相绕组悬浮磁链和计算环节，输出A、D相绕组悬浮磁链和把送给C、F相绕组悬浮磁链和计算环节，输出C、F相绕组悬浮磁链和采用的计算公式如下：

式中，其中，μ₀表示真空磁导率，S表示隐极式电机每一极面积，l₀表示隐极式电机气隙长度，N表示绕组匝数；

步骤S15：采用下式计算A、D相绕组偏差磁链φ_eAD以及C、F相绕组偏差磁链φ_eCF：

在本实施例中，步骤S2具体包括以下步骤：

步骤S21：把A、D、C、F相电流i_A、i_D、i_C、i_F送给A、C相转矩电流计算环节，输出A、C相绕组转矩电流分量采用的计算公式如下：

步骤S22：把送给3/2变换环节，输出转矩电流的αβ分量采用的计算公式如下：

步骤S23：把转矩电流的αβ分量及转子位置角θ_r同时送给dq变换环节，输出转矩电流的dq分量采用的计算公式如下：

步骤S24：把送给极坐标变换环节，输出转矩电流幅值及其初始相位角φ_i；采用的计算公式如下：

步骤S25：把及φ_i送给补偿磁链计算环节，输出补偿磁链幅值Δψ_m及相位角Δφ；采用的计算公式如下：

式中，N表示绕组匝数，μ₀表示真空磁导率，S表示隐极式电机每一极面积，l₀表示隐极式电机气隙长度，F_m表示磁动势幅值；

步骤S26：把补偿磁链相位角Δφ及转子位置角θ_r同时送给单位正弦函数计算环节，输出A、C相的单位正弦函数值s_uA、s_uC；采用的计算公式如下：

步骤S27：采用下式计算A、D相偏差磁链的直流分量φ_eLAD和C、F相偏差磁链的直流分量φ_eLCF：

式中，s表示拉普拉斯因子，ω₀表示低通滤波器截止频率，LPF(.)表示对括号中值低通滤波。

在本实施例中，步骤S3采用下式进行计算：

在本实施例中，步骤S4采用下式进行计算：

较佳的，本实施例还提供了一种基于上述方法的驱动系统硬件结构，其结构示意图如图3所示，包括：整流电路、滤波电容、六相逆变器、无轴承磁通切换电机、绕组电流采集电路、绕组电压采集电路、转子切向位置角检测或观测、隔离驱动、中央控制器、人机接口。若有直流电源也可以省略整流和滤波环节。逆变器中功率管采用IGBT或MOSFET，中央控制器采用DSP或单片机。绕组电流采集电路采用霍尔电流传感器与运算放大器相结合方式构成，也可以采用绕组串功率电阻后接差分运算放大器相结合方式构成。采用霍尔方案可以有效实现控制回路与主回路的电气隔离，采用绕组串功率电阻方案可以降低驱动系统成本。绕组电压采集电路采用霍尔电压传感器与运算放大器相结合方式构成，也可以采用并联电阻，分压后接由运算放大器构成的电压跟随器相结合方式构成。转子位置切向角可以采用转子切向位置角检测电路或转子切向位置角观测器获得。绕组电流采集电路、绕组电压采集电路输出弱电压信号及转子切向位置角信息送到中央控制器。根据取得的信号和本发明的转子径向偏移观测方法观测出转子径向偏移Δx、Δy，再根据观测的转子径向位移、定子电流，由转子径向悬浮及切向旋转控制策略计算出应发出的控制信号，经由隔离驱动去控制逆变器中的功率开关管的开关动作。

特别的，本实施例的基本原理叙述如下：

定义坐标系如图4所示。其中，e为转子偏移矢量，其在xy轴上投影分别为Δx和Δy。A、C、E分别为绕组A、C、E的轴线，αβ为静止直角坐标系，其中α与A相绕组轴线重合。

为了分析方便，把BFSM双凸极结构等效为隐极式结构。设等效以后的隐极式电机气隙长度为l₀，每一极面积为S，则气隙磁阻R如下：

式中，μ₀表示真空磁导率；

对应的气隙磁导Λ如下：

假设由于转子偏心气隙长度缩短了Δl，则对应的气隙磁导Λ如下

设如图4所示，转子沿角方向偏心e，则映射到x,y轴上偏心量为：

设A相绕组磁动势F_A如下：

F_A＝F_msinθ_r>

其中，F_m为磁动势幅值。

根据式(3)A相磁导ΛA如下：

则A相绕组产生的永磁体耦合磁链为：

根据式(6)可得，A相绕组电感为：

其中，N为绕组匝数。分别利用有限元分析方法获得，并把定义为L₀。

这样，A相绕组总磁链为：

其中，分别利用有限元分析方法获得。

由于A、D相对称，A相气隙长度减小量刚好等于D相气隙长度增加量，且A、D相磁动势反相，所以D相绕组总磁链如下：

所以A、D相磁链之和Φ_AD如下：

同理可以推导C、F相磁链之和Φ_CF如下：

根据式(11)(12)，分别从ΦAD和ΦCF中扣除悬浮电流磁链后，得偏差磁链如下：

从式(13)(14)可见待观测的转子偏移量隐含在式(13)(14)的幅值中，必须把幅值解算出来。

由于实际系统中，A、C、E相电流的转矩分量为互差120度的对称电流，所以假设这三相电流如下：

其中，为转矩电流幅值，φ_i为转矩电流初始相位角。

采用如下形式的3/2变换：

采用如下形式的dq坐标变换：

采用如下形式的极坐标变换：

这样，根据式(20)求取补偿磁链极坐标形式如下：

根据式(21)，求取单位三角函数如下：

这样根据式(13)-(16)可得：

显然，待观察的偏心是含在(23)(24)的幅值中，为此需要对式(23)(24)进行幅度解调：

用低通滤波器分别对上式进行低通滤波，取出其中的直流分量如下：

把(27)(28)变换到αβ坐标系中：

再将式(29)旋转变换到x、y坐标系中，

根据式(30)(29)可得：

把式(29)代入式(31)中得

把式(13)(14)(27)(28)代入式(32)中得：

根据式(33)(22)(21)可知，只要知道A、D相绕组磁链之和φ_AD，C、F相绕组磁链之和φ_CF，A、C相绕组悬浮电流及转矩电流转子切向位置角θ_r，即可根据式(33)解算出转子径向位移Δx、Δy。其中φ_AD、φ_CF、计算方法如下。

根据绕组电压、电流及磁链关系得：

其中，R_s为绕组电阻。

则：

根据绕组电流可以计算悬浮电流和转矩电流如下：

在上述原理及实现中，低通滤波器的截止频率选择为0.2ω_r，其目的是把信号中2ω_r频率信号滤除。当然，也可以用其他形式的滤波器，例如带阻滤波器，其中心频率为2ω_r。

以上所述仅为本发明的较佳实施例，凡依本发明申请专利范围所做的均等变化与修饰，皆应属本发明的涵盖范围。