具有输入信号预比较与电荷重分配的流水线模数转换器

摘要

本发明提供一种具有输入信号预比较与电荷重分配的流水线模数转换器，包括：一或多级流水线结构单元，其中，每级流水线结构单元用于对输入信号进行量化；第一快闪模数转换器，用于对末级流水线结构单元输出的余量信号进行量化，输出对应的量化值；调整输出单元，用于按照连接顺序组合各个量化值，输出完整的量化结果。输入信号采用预比较和电荷重分配技术，使用流水线结构进行整体设计，利用输入信号预比较技术进行各级流水线最高位粗量化，降低各级流水线子模数转换器的比较器个数，实现低功耗设计；利用电荷重分配技术，将采样电容与负反馈放大电路中的各个电容分离，实现信号采样保持与余量信号放大建立同时进行，提高了转换速率。

说明书

技术领域

本发明涉及集成电路领域，特别涉及高精度超高速低功耗模数转换器设计技术领域，更具体地来说涉及一种具有输入信号预比较与电荷重分配的流水线模数转换器。

背景技术

在通信系统、雷达系统等信号处理系统中，模数转换器已经成为不可缺少的组成部分。常用的模数转换器结构有中低精度超高速的快闪(Flash)和折叠内插(Folding-Interpolating)结构；高精度中低速的Σ-△和逐次逼近型(SAR)结构。上述模数转换器结构主要专注于中低精度超高速要求和高精度中低速要求，很难兼容高速高精度的应用环境。流水线模数转换器采用流水线工作模式，将输入信号的单次采样保持结果进行逐级量化，经过完整流水线级量化后得到完整的量化结果，提高流水线模数转换器的转换速度；由于级间余量放大器的存在，降低后级流水线对比较器的要求，提高流水线模数转换器能够达到的转换精度，使得流水线模数转换器不仅能够实现百兆赫兹甚至吉赫兹的高速、超高速转换器速率，而且能够达到16位的转换精度要求。

传统流水线模数转换器主要有以下三方面限制：各级流水线粗量化精度受到余量放大器增益带宽和子模数转换器(Sub ADC)中比较器个数的限制，只能通过增加流水线级数来实现高精度转换要求；输入信号采样保持电容分时复用为余量放大电路(MDAC)中子数模转换器(Sub DAC)电容，造成各级模数转换器采样保持过程与余量信号放大建立过程的时钟相位互斥，即：采样保持相位时，余量放大电路停止工作；余量放大相位时，采样保持网络停止工作，严重限制流水线模数转换器转换效率；传统流水线模数转换器各级负反馈放大电路反馈因子受限于各级流水线粗量化精度，严重限制了放大器的设计灵活性。目前比较流行的提高流水线转换精度和速度的方法主要有逐次逼近型流水线模数转换器结构和多路时间交织模数转换器结构。

逐次逼近型流水线模数转换器结构由于子模数转换器采用逐次逼近型模数转换器作为流水线模数转换器的子模数转换器，其串行转换过程严重限制了该结构的转换速率的提高；多路时间交织模数转换器结构虽然能够非常高效的提高转换速率，但是其时钟抖动和通道间失配问题严重限制着其应用，而且其功耗随着通道数的增加而增加，非常不利于低功耗设计。

发明内容

鉴于以上所述现有技术的缺点，本发明的目的在于提供一种具有输入信号预比较与电荷重分配的流水线模数转换器，用于解决现有技术中流水线模数转换器功耗高的问题。

为实现上述目的及其他相关目的，本发明提供一种具有输入信号预比较与电荷重分配的流水线模数转换器，包括：

一或多级流水线结构单元，其中，每级流水线结构单元用于对输入信号进行量化；

第一快闪模数转换器，用于对末级流水线结构单元输出的余量信号进行量化，输出对应的量化值；

调整输出单元，用于根据多级流水线结构单元与快闪模数转单元的连接顺序组合各个量化值，输出完整的量化结果；

其中，每级流水线结构单元至少包括子模数转换器和预比较子单元，所述子模数转换器用于采样保持输入信号，所述预比较子单元用于将输入信号与相应的参考电压进行比较，输出本级的最高位量化值并根据该最高位量化值控制子模数转换器中参考电平选择开关的开关状态，所述子模数转换器还用于根据最高位量化值以及参考电平的开关状态将采样的输入信号进行粗量化输出对应的量化值。

于本发明的一实施例中，所述预比较子单元包括比较器、预比较开关、参考电压和参考电平选择器，所述比较器的正向输入端通过预比较开关连接输入信号，所述比较器的负向输入端连接参考电压，所述比较器的输出端分别连接参考电平选择器、子模数转换器，且在时钟信号Φ_sp的控制下锁存并输出最高位量化值，所述参考电平选择器根据最高位量化值控制子模数转换器内参考电平选择开关的开关状态。

于本发明的一实施例中，所述子模数转换器包括多个一位的量化模块与编码模块，多个所述量化模块的输出端依次连接到编码模块的输入端，根据所述预比较子单元的最高位量化值所述编码模输出对应的量化值。

于本发明的一实施例中，每一位所述量化模块均包含第一采样开关、第二快闪模数转换器、第一参考电平发生器和第一、二参考电平选择开关，所述第一采样开关的一端连接输入信号，其另一端连接第二快闪模数转换器的输入端，所述第一、二参考电平选择开关的一端分别连接所述第二快闪模数转换器的另一输入端，所述第一、二参考电平选择开关的另一端分别连接第一参考电平发生器的输出端输出对应的参考电平，在时钟信号Φ_c的控制下第二快闪模数转换器的输出端输出对应的量化值。

于本发明的一实施例中，所述每级流水线结构单元还包括采保和数模子单元、余量信号负反馈放大子单元，所述采保和数模子单元用于采样保持输入信号，还用于根据子模数转换器本级的量化值输出匹配的电平值，所述余量信号负反馈放大子单元用于将所述电平值所对应的电荷进行重分配输出余量信号。

于本发明的一实施例中，所述采保和数模子单元包括第二采样开关、第二采样电容、第二下级板采样开关与第二参考电平发生器，所述第二采样开关的一端连接输入信号，其另一端连接第二采样电容，所述第二采样电容的下级板与第二采样开关之间连接第二参考电平发生器的输出端，所述第二参考电平发生器在时钟信号Φ_qs的控制下根据子模数转换器当前的量化值生成参考电压，所述第二采样电容的上级板连接有接地的第二下级板采样开关。

于本发明的一实施例中，所述余量信号负反馈放大子单元包括余量放大器输入信号开关、余量信号放大开关、第一复位开关、余量放大器输入信号保持电容、负反馈电容、第二复位开关和余量放大器，所述余量信号产生开关的一端连接采保和数模子单元的输出端，其另一端分别连接余量放大器的负向输入端、第一复位开关、余量信号放大开关、余量放大器输入信号保持电容的一端，所述余量放大器输入信号保持电容、第一复位开关的另一端均接地；所述余量放大器的正向输入端接地，所述余量放大器的输出端输出余量信号，所述余量放大器的输出端通过负反馈电容反馈至余量信号放大开关的另一端，所述第二复位开关的一端连接输出的余量信号，其另一端接地。

于本发明的一实施例中，所述每级流水线结构单元内的子模数转换器、采保和数模子单元的采样保持过程与余量信号负反馈放大子单元的余量信号放大过程同步且独立运行。

于本发明的一实施例中，所述每级流水线结构单元中第二采样电容C_s、余量放大器输入信号保持电容C_c与负反馈电容C_f的关系为：C_f＝(C_s·C_c)/(A_closeloop·(C_s+C_c)，其中，A_closeloop表示余量放大电路闭环放大倍数，余量信号负反馈放大电路的反馈因子为(C_f(C_s+C_c))/(C_sC_c)，选择第二采样电容C_s和余量放大器输入信号保持电容C_c的尺寸用于控制负反馈因子大小。

于本发明的一实施例中，所述子模数转换器和采保和数模子单元中采样网络按比例缩放，且该采样网络具有相同的时间常数。

于本发明的一实施例中，所述第一快闪模数转换器的量化精度的位数与各级流水线结构单元的量化精度的位数相同。

如上所述，本发明的具有输入信号预比较与电荷重分配的流水线模数转换器，具有以下有益效果：

第一，将所述流水线模数转换器的各级流水线的最高位粗量化过程与采样保持过程相结合，在子模数转换器中比较器的个数相同的情况下，增加量化精度1位，在相同转换精度下，能够减少流水线模数转换器级数，降低整体功耗；

第二，根据各级流水线模数转换器粗量化结果，建立合适的参考电平，利用电容重分配原理将余量放大器输入信号保持于余量放大器输入信号保持电容C_c上，余量放大器输入信号建立完成后，断开第二采样电容C_s与余量放大器输入信号保持电容C_c的连接关系，此时，第二采样电容C_s与余量放大器输入信号保持电容C_c分离，从而使得采样保持电路与余量放大电路独立，实现采样保持与余量放大过程同步进行，提高模数转换器转换速率；

第三，所述余量放大器输入信号保持电容C_c下极板始终与参考地连接，与余量放大器输入节点的对地寄生电容作用效果相同，因此，本技术发明所采用的电荷重分配技术还能够将余量放大器输入节点寄生电容作为系统信号处理有效电容使用，消除该部分寄生电容影响；

第四，所述各级流水线第二采样电容C_s、余量放大器输入信号保持电容C_c与余量放大电路负反馈电容C_f的关系为：C_f＝(C_s·C_c)/(A_closeloop·(C_s+C_c))，其中A_closeloop表示余量放大电路闭环放大倍数；余量信号负反馈放大电路的反馈因子为：(C_f(C_s+C_c))/(C_sC_c)，选择合适的各级流水线采样电容C_s与余量放大器输入信号保持电容C_c的电容尺寸能够改变负反馈因子，便于余量放大器灵活设计。

附图说明

图1显示为本发明实施例提供的一种具有输入信号预比较与电荷重分配的流水线模数转换器结构框图；

图2显示为本发明实施例提供的图1中流水线模数转换器中每级流水线结构单元的结构框图；

图3显示为本发明实施例提供的具有输入信号预比较与电荷重分配的12位转换精度的流水线模数转换器电路图；

图4显示为图3中实现12位转换精度的流水线模数转换器各级流水线粗量化参考电压示意图；

图5显示为本发明实施例利用具有输入信号预比较与电荷重分配的流水线模数转换器实现12位转换精度的流水线模数转换器的时序图。

元件标号说明：

1流水线结构单元

2第一快闪模数转换器

3调整输出单元

11 预比较子单元

12 子模数转换器

13 采保和数模子单元

14 余量信号负反馈放大子单元

具体实施方式

以下通过特定的具体实例说明本发明的实施方式，本领域技术人员可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本发明的其他优点与功效。本发明还可以通过另外不同的具体实施方式加以实施或应用，本说明书中的各项细节也可以基于不同观点与应用，在没有背离本发明的精神下进行各种修饰或改变。需说明的是，在不冲突的情况下，以下实施例及实施例中的特征可以相互组合。

需要说明的是，以下实施例中所提供的图示仅以示意方式说明本发明的基本构想，遂图式中仅显示与本发明中有关的组件而非按照实际实施时的组件数目、形状及尺寸绘制，其实际实施时各组件的型态、数量及比例可为一种随意的改变，且其组件布局型态也可能更为复杂。

请参阅图1，本发明提供一种显示为本发明实施例提供的一种具有输入信号预比较与电荷重分配的流水线模数转换器结构框图，包括：

一或多级流水线结构单元1，其中，每级流水线结构单元1用于对输入信号进行量化；

第一快闪模数转换器2，用于对末级流水线结构单元输出的余量信号进行量化，输出对应的量化值；

调整输出单元3，用于根据多级流水线结构单元与快闪模数转单元的连接顺序组合各个量化值，输出完整的量化结果；

其中，本申请中包含多级流水线结构单元1，图1中的流水结构单元1只是多个中的代表，且每级流水线结构单元1至少包括子模数转换器12和预比较子单元11，所述子模数转换器12用于采样保持输入信号，所述预比较子单元11用于将输入信号与相应的参考电压进行比较，输出本级的最高位量化值并根据该最高位量化值控制子模数转换器中参考电平选择开关的开关状态，所述子模数转换器12还用于根据最高位量化值以及参考电平的开关状态将采样的输入信号进行粗量化输出对应的量化值。

在本发明实施例中，所述预比较子单元11连接的参考电压是根据每级流水线结构单位(即，子模数转换器12)转换精度的位数确定，其中，该参考电压优选为多个参考电压的中间值，如：V_ref0、V_ref1…V_refn-1，当子模数转换器12的精度为N位时，其对应有2^N个参考电压，即中间值为2^N-1所对应的参考电压。本发明应用于集成电路领域，特别是高精度高速低功耗模数转换器设计领域，整体采用流水线结构，针对输入信号采用预比较技术，通过利用预比较单元获取各级流水线结构单元的最高位粗量化，降低各级流水线结构单元中子模数转换器的比较器的数目，使得其数目减少一半，大大地节约了功耗，降低了成本。

在上述实施例中，所述第一快闪模数转换器2的量化精度的位数与各级流水线结构单元1的量化精度的位数可以不相同，且第一快闪模数转换器2在模数转换时，其不会输出相应的余量信号，只需对连接在其输入端的信号进行粗量化即可。

具体地，所述预比较子单元11(预比较电路)包括比较器、预比较开关、参考电压和参考电平选择器，所述比较器的正向输入端通过预比较开关连接输入信号，所述比较器的负向输入端连接参考电压，所述比较器的输出端分别连接参考电平选择器、子模数转换器，且在时钟信号Φ_sp的控制下锁存并输出最高位量化值，所述参考电平选择器根据最高位量化值控制子模数转换器内参考电平选择开关的开关状态。

在本实施例中，所述参考电平选择器根据最高位量化值的具体值，输出电平开关控制信号，控制它们的开关状态，其中，所述子模数转换器内设有多个第一、二参考电平选择开关，最高位量化值为高电平时，第一电平开关处于闭合状态，第二电平开关处于断开状态；最高位量化值为低电平时，第一电平开关处于断开状态，第二电平开关处闭合状态；即控制子模数转换器中内参考电平选择开关的开关状态，另外，所述预比较子单元11中的参考电压一般为第一参考电平发生器输出的中间值。

具体地，所述子模数转换器12包括多个一位的量化模块与编码模块，多个所述量化模块的输出端依次连接到编码模块的输入端，在所述预比较子单元的最高位量化值输入下，所述编码模块的输出端连接到调整输出单元的输入端，用于输出每级流水线结构单元的多位粗量化值。

在本实施例中，所述子模数转换器12的转换精度为n位，则其对应有2^n-1-1个量化模块，n为大于等于1的自然数，同时，各个量化模块按照从高至低或从低至高连接于编码模块的输入端，按照连接顺序进行粗位量化；另外，每一位量化模块内还集成了采集与保持电路，在此不一一赘述。

具体地，每一位所述量化模块均包含第一采样网络、第二快闪模数转换器、第一参考电平发生器和第一、二参考电平选择开关，所述第一采样网络的一端连接输入信号，其另一端连接第二快闪模数转换器的输入端，所述第一、二参考电平选择开关的一端分别连接所述第二快闪模数转换器与第一采样网络之间，所述第一、二参考电平选择开关的另一端分别连接第一参考电平发生器的输出端输出对应的参考电平，所述第二快闪模数转换器另一输入端接地，在时钟信号Φ_c的控制下第二快闪模数转换器的输出端输出对应的量化。

其中，本实施例中，第一采样开关、第一采样电容、第一下级板采样开关组成第一采样网络，通过将第一采样网络与比较器的组合(相当于)第二快闪模数转换器，所述第一采样开关的一端连接输入信号，其另一端连接第一采样电容的上级板，所述第一采样电容的下级板分别连接比较器的正向输入端、第一下级板采样开关的一端，且第一下级板采样开关的另一端接地，所述比较器的负向输入端接地，所述第一、二参考电平选择开关的一端分别连接于第一采样开关、第一采样电容之间，其另一端分别连接参考电平发生器的输出端输出对应的参考电平，将第一采样网络的采样值与第一参考电平发生器输出的参考电平之间差值与比较器的负向输入端进行比较，在时钟信号Φ_c的控制下比较器的输出端输出对应的量化值。

在本实施例中，所述第一采样开关、第一采样电容和第一下级板采样开关构成了采集与保持电路，即第一采样网络，该第一采样网络与采保和数模子单元中采样网络按比例缩放，且两种采样网络具有相同的时间常数，可防止采样网络因时间常数的失配带来的失真。每一位量化模块按照其在子模数转换器中的排列位置关系均对应有连接参考电平发生器，第一参考电平发生器的输出端输出合适的参考电平V_ref0、V_ref1…V_refn-1，其中，n＝2^N，根据每个量化模块的排列关系，每个量化模块中第一、二参考电平选择开关的一端分别连接两个序号相差2^N-1的参考电压，其中，N为子模数转换器的转换精度位数，N至少为一位，即按参考电平的初始顺序V_ref1、V_ref(1+2^N-1₎进行逐一排列，从高至低或从低至高的顺序依次进行排列，其中，第一、二参考电平选择开关分别连接两个序号相差2^N-1的参考电压，根据预比较子单元输出的最高位量化值为高电平或低电平控制第一、二参考电平选择开关中一个处于断开另一个处于闭合状态(在此不一一赘述)，选择闭合的参考电平与第二快闪模数转换器的输入端连接，所述时钟信号Φ_c与第二快闪模数转换器Flash>sc一端与输入信号连接，其另一端与第二快闪模数转换器Flash>

具体地，所述每级流水线结构单元还包括采保和数模子单元13(采保和数模转换器)、余量信号负反馈放大子单元14，所述采保和数模子单元13用于采样保持输入信号，还用于根据子模数转换器本级的量化值输出匹配的电平值，所述余量信号负反馈放大子单元14用于将所述电平值所对应的电荷进行重分配输出余量信号。

在本实施例中，采保和数模子单元13、余量信号负反馈放大子单元14利用电荷重分配技术，采用两组采样电容同时分别进行输入信号采样和余量信号产生和放大过程，使得信号采样与余量信号放大建立过程的各个电容同一时刻相互独立，实现信号采样保持与余量信号放大建立同时进行的目的，极大的提高流水线模数转换器转换速率。

具体地，所述采保和数模子单元13包括第二采样开关、第二采样电容、第二下级板采样开关与第二参考电平发生器，所述第二采样开关的一端连接输入信号，其另一端连接第二采样电容，所述第二采样电容的下级板与第二采样开关之间连接第二参考电平发生器的输出端，所述第二参考电平发生器在时钟信号Φ_qs的控制下根据子模数转换器当前的量化值生成参考电压，所述第二采样电容的上级板连接有接地的第二下级板采样开关。

具体地，所述余量信号负反馈放大子单元14包括余量放大器输入信号开关、余量信号放大开关、第一复位开关、余量放大器输入信号保持电容、负反馈电容、第二复位开关和余量放大器，所述余量信号产生开关的一端连接采保和数模子单元的输出端，其另一端分别连接余量放大器的负向输入端、第一复位开关、余量信号放大开关、余量放大器输入信号保持电容的一端，所述余量放大器输入信号保持电容、第一复位开关的另一端均接地；所述余量放大器的正向输入端接地，所述余量放大器的输出端输出余量信号，所述余量放大器的输出端通过负反馈电容反馈至第二复位开关的另一端，所述第二复位开关的一端连接输出的余量信号，其另一端接地。

在本实施例中，所述余量放大器输入信号经过余量放大器输入信号保持电容C_c下级板接地，与余量放大器输入节点的对地寄生电容作用效果相同，同时，电荷重分配技术还能够将余量放大器输入节点寄生电容作为系统信号处理的有效电容使用，消除该部分寄生电容的影响。另外，当每级流水结构单元中子模数转换器输出粗量化结果，采保和数模子单元根据该粗量化结果输出合适的参考电平，利用电荷重分配原理将其对应的电荷分配到余量放大器输入信号保持电容C_c，余量放大器输入信号建立完成后，断开第二采样电容C_s和余量放大器输入信号保持电容C_c的连接关系，此时，第二采样电容C_s和余量放大器输入信号保持电容C_c分离，从而使得采保和数模子单元、余量信号负反馈放大子单元相互独立，即，采样保持电容与余量放大电路独立，实现采样保持与余量放大过程同步进行，从而提高了模数转换器的转换速率。

于本发明的一实施例中，所述每级流水线结构单元中第二采样电容C_s、余量放大器输入信号保持电容C_c与负反馈电容C_f的关系为：C_f＝(C_s·C_c)/(A_closeloop·(C_s+C_c))，其中，A_closeloop表示余量放大电路闭环放大倍数，余量信号负反馈放大电路的反馈因子为(C_f(C_s+C_c))/(C_sC_c)，选择第二采样电容C_s和余量放大器输入信号保持电容C_c的尺寸用于控制负反馈因子大小。

在本实施例中，通过选择合适的各级流水线第二采样电容C_s和余量放大器输入信号保持电容C_c的电容尺寸能够改变负反馈因子的大小，便于灵活设计余量放大器。

如图3所示，为本发明实施例提供的具有输入信号预比较与电荷重分配的12位转换精度的流水线模数转换器电路图，详述如下：

所述模数转换器包括3级3位粗量化精度的流水线结构单元Stage1、Stage2和Stage3、1级3位粗量化精度的快闪模数转换器3bit Flash ADC和一个输出对准单元(OutPut Aligning)；其中，所述各级流水线结构包括采保和数模转换器SH&DAC、预比较电路Pre-Comp、子模数转换器Sub ADC、第二下极板采样开关S_sp，余量放大器输入信号开关S_qs、余量放大器输入信号保持电容C_c、余量放大器复位开关S_rs1、余量放大器复位开关S_rs2、余量信号放大开关S_a、负反馈电容C_f和余量放大器AMP等；所述采保和数模转换器SH&DAC包括第二采样开关S_s、第二采样电容C_s和第二参考电平发生器DAC>pc、比较器COMPp、参考电压V_ref4和子模数转换器参考电平选择器Sub>sc、第一采样电容C_sc、第一下极板采样开关S_spc、Sub>ref1、V_ref2、V_ref3、V_ref4、V_ref5、V_ref6和V_ref7由参考电平发生器提供，Sub>c和S_c’、3个比较器COMP和1个编码模块Coding>s、第二采样电容C_s和第二下极板采样开关S_sp组成的采样网络与Sub>sc、第一采样电容C_sc和第一下极板采样开关S_spc组成的采样网络必须按比例缩放，保证所述两个采样网络具有相同的时间常数。

如图4所示，为本发明实施例利用一种基于输入信号预比较和电荷重分配的流水线模数转换器技术实现12位转换精度的流水线模数转换器各级流水线粗量化参考电压示意图，用于说明输入信号比较电路Pre-Comp和子模数转换器Sub ADC中参考电压幅值关系，所述图中V_dd表示电源，倒三角符号表示参考地。

如图5所示为本发明实施例利用一种基于输入信号预比较和电荷重分配的流水线模数转换器技术实现12位转换精度的流水线模数转换器的时序图，用于说明本发明所述模数转换器实施例各模块单元时序关系。

结合如图3、图4和图5说明本发明实施例提供的一款利用一种基于输入信号预比较和电荷重分配的流水线模数转换器技术实现12位转换精度的流水线模数转换器的工作原理如下：

首先，介绍所述第一级流水线Stage1工作过程如下：

第一阶段：如图5所示，时钟信号Φ_s和Φ_sp为高电平时，所述模数转换器第一级流水线Stage1如图3所示，所述第一采样开关S_sc、第二采样开关S_s、第一下极板采样开关S_spc、第二下极板采样开关S_sp、所述输入信号的预比较开关S_pc均处于导通状态，所述采保和数模转换器(SH&DAC)和所述子模数转换器(Sub>

第二阶段：如图5所示，时钟信号Φ_sp下降沿到来时，所述第一采样开关S_sc、第二采样开关S_s继续导通，所述第一下极板采样开关S_spc、第二下极板采样开关S_sp均处于断开状态，所述采保和数模转换器(SH&DAC)的第二采样电容C_s和所述子模数转换器(Sub>sc保持此刻的输入信号幅值，所述第二采样电容C_s和第一采样电容C_sc的上极板保持的电荷量分别为：Q_s＝(-V_in(0))·C_s和Q_sc＝-V_in(0)·C_sc，所述预比较电路(Pre-Comp)中预比较开关S_pc断开，其对应的比较器COPMp锁存并输出输入信号V_in(0)与参考电平V_ref4的比较结果。所述预比较电路(Pre-Comp)中的子模数转换器参考电平选择器(Sub>c和S_c’进行控制，如果输入信号V_in(0)比参考电平V_ref4高，则比较器COMPp输出为高电平，所述子模数转换器(Sub>c导通，所述子模数转换器(Sub>c’断开，所述Sub>ref1、V_ref2和V_ref3进行本级流水线后两位粗量化；如果输入信号V_in(0)比参考电平V_ref4低，则比较器COMPp输出为低电平，所述子模数转换器(Sub>c断开，所述子模数转换器(Sub>c’导通，所述子模数转换器(Sub>ref5、V_ref6和V_ref7进行本级流水线后两位粗量化。

第三阶段：如图5所示，时钟信号Φ_c和Φ_a高电平时，所述余量放大器复位开关S_rs1、余量放大器复位开关S_rs2和余量信号放大开关S_a导通，余量放大器AMP进入复位相。所述子模数转换器(Sub>in(0)在本级流水线后两位粗量化结果，输入信号V_in(0)如果输入信号V_in(0)小于等于V_ref3或者V_ref7(即它们之间的差值与比较器的另一输入端比较)，则所述子模数转换器(Sub>2b₁b₀＝000；如果输入信号V_in(0)大于V_ref3或者V_ref7，并且小于等于V_ref2或者V_ref6(即它们之间的差值与比较器的另一输入端比较)，则所述子模数转换器(Sub>2b₁b₀＝001；如果输入信号V_in(0)大于V_ref2或者V_ref6，并且小于等于V_ref1或者V_ref5(即它们之间的差值与比较器的另一输入端比较)，则所述子模数转换器(Sub>2b₁b₀＝011；如果输入信号V_in(0)大于V_ref1或者V_ref5(即它们之间的差值与比较器的另一输入端比较)，则所述子模数转换器(Sub>2b₁b₀＝111。所述子模数转换器(Sub>2和Sub>2b₁b，编码输出本级流水线完整的3位粗量化结果B₂B₁B₀，当B₂＝0，b₂b₁b₀＝000时，B₂B₁B₀＝000；当B₂＝0，b₂b₁b₀＝001时，B₂B₁B₀＝001；当B₂＝0，b₂b₁b₀＝011时，B₂B₁B₀＝010；当B₂＝0，b₂b₁b₀＝111时，B₂B₁B₀＝011；当B₂＝1，b₂b₁b₀＝000时，B₂B₁B₀＝100；当B₂＝1，b₂b₁b₀＝001时，B₂B₁B₀＝101；当B₂＝1，b₂b₁b₀＝011时，B₂B₁B₀＝110；当B₂＝1，b₂b₁b₀＝111时，B₂B₁B₀＝111。

第四阶段：如图5所示，时钟信号Φ_qs为高电平时，所述余量放大器输入信号开关S_qs导通，所述采保和数模转换器(SH&DAC)中第二参考电平发生器(DAC>2B₁B₀生成适当的DAC参考电平V_DAC，从而在采保和数模转换器(SH&DAC)第二采样电容C_s与所述余量放大器输入信号保持电容C_c连接的上极板产生余量放大器输入信号V_A。根据电荷守恒原理，所述采保和数模转换器(SH&DAC)的第二采样电容C_s与所述余量放大器输入信号保持电容C_c连接的上极板总电荷量在所述余量放大器输入信号开关S_qs导通前后相同，即：Q_s＝(-V_in(0))·C_s＝(V_A-V_DAC)·C_s+V_A·C_c，从而得到余量放大器输入信号电平为V_A＝(C_s/(C_s+C_c))·(-V_in(0)+V_DAC)。

第五阶段，如图5所示，时钟信号Φ_a、Φ_s和Φ_sp为高电平且其余时钟信号为低电平时，余量放大器输入信号开关S_qs断开，所述余量信号放大开关S_a导通，所述第一级流水线Stage1的所述余量信号放大电路进入余量信号放大阶段，根据所述余余量放大器输入信号保持电容C_c上极板电荷守恒和负反馈运算放大器原理，输出信号V_R1＝(-C_cC_s)/(C_f·(C_c+C_s))·(-V_in(0)+V_DAC)。通过设计合适的所述负反馈电容C_f电容值和所述DAC参考电平V_DAC就能得到需要的输入信号放大倍数和余量信号输出幅值范围。例如，为满足本优选实施例3位粗量化精度要求，设计所述负反馈电容容值C_f＝(C_cC_s)/(8·(C_c+C_s))，所述DAC参考电平V_DAC＝(i·V_ref)/16，其中，本申请中·表示乘号，V_ref表示模数转换器输出幅值，变量i根据本级流水线粗量化精度输出结果B₂B₁B₀从(±1,±3,±5,±7)内进行选择。当所述本级流水线粗量化精度输出结果B₂B₁B₀＝000时，i＝7；B₂B₁B₀＝001时，i＝5；B₂B₁B₀＝010时，i＝3；B₂B₁B₀＝011时，i＝1；B₂B₁B₀＝100时，i＝(-1)；B₂B₁B₀＝101时，i＝(-3)；B₂B₁B₀＝110时，i＝(-5)；B₂B₁B₀＝111时，i＝(-7)。并且此时所述第一级流水线的所述采保和数模转换器(SH&DAC)和子模数转换器(Sub>in(1)，所述预比较电路(Pre-Comp)再次进入上述第一阶段的输入信号预比较过程。所述第二级流水线Stage2的采保和数模转换器(SH&DAC)和子模数转换器(Sub>R1，所述预比较电路(Pre-Comp)进入上述中的第一阶段的输入信号预比较过程。

第六阶段，如图5所示，时钟信号Φ_sp下降沿到来时，所述第一级流水线Stage1进入上述中的第二阶段，进行输出信号V_in(1)的粗量化过程。所述第二级流水线Stage2采样和预比较过程结束，进入上述中的第二阶段，针对输入信号V_in(0)因第一级Stage1粗量化后的余量信号V_R1进行进一步量化。

后续过程以此类推，各级流水线结构单元的具体工作过程与第一节流水线Stage1的第一阶段到第五阶段工作过程相同，最后一级所述3bit Flash ADC不产生余量输出信号，只需要对所述第三级流水线Stage3的余量放大输出信号V_R3进行粗量化即可。随着所述输入信号V_in(0)流过所述所有流水线级数和最后的所述3bit>in(0)的所有输出编码量化，最终通过输出对准单元(OutPut>

在本发明实施例中，采用一种具有输入信号预比较和电荷重分配的流水线模数转换器技术实现的12位转换精度流水线模数转换器，并且每级流水线粗量化精度为3位的优选实施例进行解释说明，可根据需要进行多位转换精度且具有输入信号预比较和电荷重分配的流水线模数转换器，将该多位转换精度流水线模数转换器的按上述实施例拆分成多级流水结构单元与输出对准单元即可实现，在此不一一赘述。

综上所述，本发明将所述流水线模数转换器的各级流水线的最高位粗量化过程与采样保持过程相结合，在子模数转换器中比较器的个数相同的情况下，增加量化精度1位，在相同转换精度下能够减少流水线模数转换器级数，降低整体功耗。

上述实施例仅例示性说明本发明的原理及其功效，而非用于限制本发明。任何熟悉此技术的人士皆可在不违背本发明的精神及范畴下，对上述实施例进行修饰或改变。因此，举凡所属技术领域中具有通常知识者在未脱离本发明所揭示的精神与技术思想下所完成的一切等效修饰或改变，仍应由本发明的权利要求所涵盖。