一种GNSS跟踪环路软件相关器设计及自适应智能跟踪方法

摘要

本发明公布了一种GNSS跟踪环路软件相关器设计及自适应智能跟踪方法，针对软件接收机在不同时段不同环境接收到不同强度GNSS卫星信号的情况，进行智能卫星导航工作模式切换、不同种类的跟踪环路软件相关器自适应智能匹配和智能导航定位。本发明无论在正常环境、高动态环境还是微弱卫星信号环境下，都能充分利用不同量化规则下跟踪环路软件相关器的特点，在跟踪准确度、计算复杂度和量化损失之间取得平衡，可有效实现城市交通、林荫路、隧道等多种环境下的无缝定位。

说明书

技术领域

本发明涉及一种跟踪环路相关器，具体来说，是一种GNSS软件接收机的跟踪环路 相关器，本发明还公开了其自适应的跟踪方法。

背景技术

近几年来，随着GNSS软件接收机的广泛使用以及数字信号处理技术的高速发展， 处理GNSS卫星信号的方法越来越趋于利用软件的方法来实现。这种方法是将“软件无线电” 的概念引入到GNSS接收机中，在接收机中使ADC模块在尽量靠近天线的地方把信号数字化， 接下来再利用软件对数字信号进行处理以实现定位，如图1所示。以前用一系列ASIC芯片进 行射频接收、基带信号处理、导航解算等工作的传统GNSS接收机，除了射频前端部分没有发 生变化之外，后续基于硬件的所有信号处理模块都在PC机上被“软件化”了。在软件接收机 中，通过软件进行信号处理有很多优势，如开发周期短，便于测试和评估的新算法，并且可 以灵活的扩展到新信号系统中去，如GPSL1、L2、L5和其他GNSS系统，如伽利略、北斗等。因 此，在GNSS系统研究中，软件接收机算法的改进设计和效率提高十分重要。

然而，GNSS接收机的信号处理过程需要进行大量的相关运算，这种计算能力是普 通PC机难以达到的。以GPSL1频点的一个跟踪通道为例，假设采用5MHz的采样率，1ms的相 干积分时间，那么每1ms会有5000个信号采样点，每个采样点都需要与一个本地载波、三路 伪码进行相关积累，而且本地载波与伪码的值都需要根据当前的参数实时产生。粗略的估 算可知，对于具备12个并行通道的接收机而言，每1ms需要进行20多万次乘加运算。因此，大 量文献都在关注如何降低软件接收机信号相关处理的计算量，使得软件接收机可以流畅的 运行在PC机上。

当前的软件接收机算法已经可以在普通PC机上完成GPSL1信号的实时处理，但是 还需要进一步改进：一方面，随着新GNSS系统的出现以及GNSS现代化发展，信号带宽可能比 GPSL1信号高2到10倍(比如中国北斗卫星导航系统的B1频点是GPSL1频点信号带宽的2 倍)，这对软件接收机的计算能力提出了新的要求；另一方面，上述的一部分方法是通过损 失信号质量来换取计算效率，一部分方法只适用于特定的量化位数。本发明试图给出一种 新的软件接收机相关器实现方法，能够进一步权衡计算量过大和损失信号质量之间的矛 盾。

发明内容

本发明的技术解决问题是：克服现有技术的不足，提供一种GNSS跟踪环路软件相 关器设计及自适应智能跟踪方法，该方法克服了传统接收机中对信号载噪比大小、计算复 杂度和跟踪准确度之间矛盾的限制，采取智能卫星导航工作模式切换、不同量化规则的跟 踪环路软件相关器自适应智能匹配和智能导航定位，无论在正常环境、高动态环境还是微 弱卫星信号环境下，都能有效实现无缝定位。

本发明为实现上述目的，采用如下技术方案：

一种GNSS跟踪环路软件相关器，包括以下模块：

GNSS信号接收与载噪比估计模块、相关器选择模块、信号相关器模块、载波数控振 荡器模块、C/A码发生器模块、移位寄存器、SumTable模块、积分器、码环鉴相器、环路滤波器 模块；

GNSS卫星信号送入GNSS信号载噪比估计模块以获得当前的信号强度,而后由相关 器选择模块选择适合的量化规则以及相关器,经过选择的量化规则和相关器在SumTable模 块内对由载波数控振荡器模块产生的载波复制信号和由C/A码发生器模块产生并且经过移 位寄存器移位运算得到的复制C/A码信号以及输入的数字中频信号进行运算,而后将运算 结果送入积分器、码环鉴相器、环路滤波器中。

一种GNSS跟踪环路软件相关器的自适应智能跟踪方法，包括步骤如下：

1)通过软件接收机接收GNSS卫星信号，将捕获到的卫星信号送入GNSS信号载噪比 估计模块以获得当前的信号强度；

2)相关器选择模块通过对当前信号强度进行判断，选择适合的量化规则以及相关 器；

3)载波数控振荡器模块用以产生，该信号符号位L_SGN分别通过一个正弦表和余弦 表然后与输入的数字中频信号X_(n)的符号位X_SGN相乘形成I、Q两路混频信号；

4)C/A码发生器模块主要用以产生超前、即时、滞后的复制C/A码，上述I、Q两路混 频信号分别同时与C/A码发生器模块中产生的超前复制C/A码C_SGN-E、即时复制C/A码C_SGN-P、 滞后复制C/A码C_SGN-L进行相关运算生成I、Q两路信号，即I、Q两路R_SGN-E,P,L信号，分别为i_E- R_SGN、i_P-R_SGN、i_L-R_SGN、q_E-R_SGN、q_P-R_SGN、q_L-R_SGN，此时I、Q支路上的信号就是只含数据比特的基 带信号的符号位。

5)移位寄存器对输入的数字中频信号的幅值位X_MAG和载波数控振荡器模块产生的 载波复制信号幅值位L_MAG进行移位运算，分别产生数字中频信号的幅值位和载波复制信号 幅值位的超前、即时、滞后信号X_MAG-E,P,L和L_MAG-E,P,L即X_MAG-E，X_MAG-P，X_MAG-L和L_MAG-E，L_MAG-P，L_MAG-L；

6)根据相关器选择模块确定下来的当前量化规则，在SumTable模块中对X_MAG-E,P,L、 L_MAG-E,P,L和R_SGN-E,P,L进行运算最终得到只含数据比特的基带信号的值；

7)只含数据比特的基带信号后续送入积分器、码环鉴相器、环路滤波器等后续模 块。

相关器选择模块通过对接收到的数字中频信号的载噪比大小进行判断，在后续跟 踪环路中选择适合的量化规则并自适应智能匹配适应的信号相关器以达到跟踪准确度、计 算复杂度和载噪比损失之间的平衡：若载噪比大于等于40dB/Hz，则卫星信号为强，若载噪 比大于等于30dB/Hz并小于40dB/Hz，则卫星信号为强度适中，若载噪比小于30dB/Hz，则卫 星信号为弱；所述卫星信号为强时选择对载波1bit量化、对数字中频信号2bit量化的信号 相关器，卫星信号弱时选择对载波2bit量化、对数字中频信号2bit量化的信号相关器，卫星 信号强度适中时选择对载波1.5bit量化、对数字中频信号1.5bit量化的信号相关器。

所述的1bit信号相关器：被量化的信号仅有两个量化取值，只有符号位，没有幅值 位；2bit信号相关器：被量化的信号有4个量化取值，有符号位和幅值位；1.5bit信号相关 器：被量化的信号有3个量化取值，有符号位和幅值位，其中幅值位的作用等同于一个0电平 有效的使能端。

本发明与现有技术相比的优点在于：

(1)本发明GNSS软件接收机与普通硬件接收机相比，实现简单，成本低廉，易于优 化，便于测试和评估的新算法，开发周期短，并且可以灵活的扩展到新信号系统中去。

(2)本发明可以根据不同时段不同环境接收到不同强度GNSS卫星信号的情况，进 行智能卫星导航工作模式切换、不同量化规则的跟踪环路软件相关器自适应智能匹配和智 能导航定位。相较于其他单一模式的软件接收机跟踪环路更加智能化、自主化，能够合理的 平衡计算复杂度、量化损失和跟踪准确度之间的矛盾，适应能力强。

本发明针对软件接收机在不同时段不同环境接收到不同强度GNSS卫星信号的情 况，进行智能卫星导航工作模式切换、不同量化规则的跟踪环路软件相关器自适应智能匹 配和智能导航定位。本发明无论在正常环境、高动态环境还是微弱卫星信号环境下，都能充 分利用不同量化规则的跟踪环路软件相关器进行智能自适应匹配，在跟踪准确度、计算复 杂度和量化损失之间取得平衡，可有效实现城市交通、林荫路、隧道等多种环境下的无缝定 位。

附图说明

图1为本发明的技术背景图；

图2为本发明的算法流程图；

图3为本发明实施例原理示意图；

图4为本发明Bitsum运算示意图；

图5为本发明1.5bit相关器示意图。

具体实施方式

下面结合附图对发明的技术方案进行详细说明：

如图2所示，本发明的GNSS跟踪环路软件相关器设计及自适应智能跟踪方法，针对 软件接收机在不同时段不同环境接收到不同强度GNSS卫星信号的情况，进行智能卫星导航 工作模式切换、不同量化规则的跟踪环路软件相关器自适应智能匹配和智能导航定位。无 论在正常环境、高动态环境还是微弱卫星信号环境下，都能充分利用不同量化规则的跟踪 环路软件相关器进行智能自适应匹配，在跟踪准确度、计算复杂度和量化损失之间取得平 衡，可有效实现城市交通、林荫路、隧道等多种环境下的无缝定位，具体步骤如下：

(1)按位并行算法

a)通过软件接收机接收GNSS卫星信号，将捕获到的卫星信号送入GNSS信号载噪比 估计模块以获得当前的信号强度；

b)相关器选择模块通过对当前信号强度进行判断，选择适合的量化规则以及相关 器；

c)载波数控振荡器模块用以产生载波复制信号，该信号符号位L_SGN分别通过一个 正弦表和余弦表然后与输入的数字中频信号X_(n)的符号位X_SGN相乘形成I、Q两路混频信号；

d)C/A码发生器模块主要用以产生超前、即时、滞后的复制C/A码，上述I、Q两路混 频信号分别同时与C/A码发生器模块中产生的超前复制C/A码C_SGN-E、即时复制C/A码C_SGN-P、 滞后复制C/A码C_SGN-L进行相关运算生成I、Q两路信号(即I、Q两路R_SGN-E,P,L信号，分别为i_E- R_SGN、i_P-R_SGN、i_L-R_SGN、q_E-R_SGN、q_P-R_SGN、q_L-R_SGN)。此时I、Q支路上的信号就是只含数据比特的基 带信号的符号位。

e)移位寄存器对输入的数字中频信号的幅值位X_MAG和载波数控振荡器模块产生的 载波复制信号幅值位L_MAG进行移位运算，分别产生数字中频信号的幅值位和载波复制信号 幅值位的超前、即时、滞后信号X_MAG-E,P,L和L_MAG-E,P,L(即X_MAG-E，X_MAG-P，X_MAG-L和L_MAG-E，L_MAG-P， L_MAG-L)。

f)根据相关器选择模块确定下来的当前量化规则，在SumTable模块中对X_MAG-E,P,L、 L_MAG-E,P,L和R_SGN-E,P,L进行运算最终得到只含数据比特的基带信号的值；

g)只含数据比特的基带信号后续送入积分器、码环鉴相器、环路滤波器等后续模 块。

(2)相关器选择模块

根据捕获到的卫星信号的载噪比，在后续跟踪环路中自适应智能匹配适应的信号 相关器：若载噪比大于等于40dB/Hz，则卫星信号为强；若载噪比大于等于30dB/Hz并小于 40dB/Hz，则卫星信号为强度适中；若载噪比小于30dB/Hz，则卫星信号为弱。

卫星信号为强时选择对载波1bit量化、对数字中频信号2bit量化的信号相关器， 卫星信号弱时选择对载波2bit量化、对数字中频信号2bit量化的信号相关器，卫星信号强 度适中时选择对载波1.5bit量化、对数字中频信号1.5bit量化的信号相关器。

(3)信号相关器设计

下面以GPSL1信号为例，具体说明各种类型软件相关器的设计思路。

①1bit相关器设计

1bit量化规则下的本地C/A码信号如表1所示。

表11bit量化规则下的本地C/A码信号

C_SGNValue 0 -1 1 +1

表1表示在1bit量化规则下，本地C/A码信号只有符号位，无幅值位。两个字长均为 8bit的字做相关运算时按位同或求和操作Bitsum的过程如图4所示同或真值表如表2所示。 图4中左图为机器内运算，右图为实际运算。

表2同或真值表

a b a⊙b 0 0 1 1 1 1 0 1 0 1 0 0

②2bit并行按位操作相关器

表3和表4分别表示在2bit量化规则下，数字中频信号和载波的符号位和幅值位的 取值。表5表示了最终得到的基带信号R(t)的值(1bitC/A码，2bit数字中频信号，2bit载波 的情况下)。

表32bit量化规则下的数字中频信号

表42bit量化规则下的载波信号

表5基带信号R(t)的值(1bitC/A码，2bit数字中频信号，2bit载波)

表5中，R_SGN，C_SGN，X_SGN，L_SGN代表混频后基带信号、C/A码(1bit下C/A码只有符号位)、 数字中频信号和载波的符号位。R_MAG,X_MAG和L_MAG代表基带信号、数字中频信号信号和本地载 波幅值位大小。它们之间的数学关系如式(3)～(5)所示：

R(t)＝R_SGN*R_MAG(3)

R_SGN＝C_SGN*X_SGN*L_SGN(4)

R_MAG＝X_MAG*L_MAG(5)

$\left(\begin{array}{cc}{R}_{SGN}=+1& S_{+1}=C_{SGN}*X_{SGN}*L_{SGN}=+1\\ R_{SGN}=-1& S_{-1}=C_{SGN}*X_{SGN}*L_{SGN}=-1\end{array}\right)---\left(6\right)$

在32bit字长的处理器中，能并行运算大量的乘法和加法，所以R(t)能被写为：

$I_P=\underset{t=1}{\overset{N_s}{\Sigma }}{R}_{SGN}\left(t\right)*R_{MAG}\left(t\right)=\underset{n=1}{\overset{N_s/32}{\Sigma }}\underset{k=1}{\overset{32}{\Sigma }}{R}_{SGN}(n,k)*R_{MAG}(n,k)---\left(8\right)$

其中N_s是系统的采样时长。

当数字中频信号和载波信号都采取2bit量化时，最终得到的I_P可以表示为：

$\begin{array}{c}{I}_P=\underset{n=1}{\overset{N_s/32}{\Sigma }}[Bitsum\left(M_1{S}_{+1}\right)+2*Bitsum\left(M_2{S}_{+1}\right)\\ +3*Bitsum\left(M_3{S}_{+1}\right)+6*Bitsum\left(M_6{S}_{+1}\right)]\\ -\underset{n=1}{\overset{N_s/32}{\Sigma }}[Bitsum\left(M_1{S}_{-1}\right)+2*Bitsum\left(M_2{S}_{-1}\right)\\ +3*Bitsum\left(M_3{S}_{-1}\right)+6*Bitsum\left(M_6{S}_{-1}\right)]\end{array}---\left(9\right)$

其中，Bitsum操作是按位求异或，然后对每一位求和。当数字中频信号或者载波信 号分别采取不同的量化规则时，公式需稍作改动，I_P表达式中保留的项如表6：

表6不同量化规则下I_P表达式中保留的项

③1.5bit相关器

关于1.5bit相关器设计的说明，本实施例给出三种情况，本专利采用的是第二种 情况以及第三种情况。如图5所示，无限采样精度的GNSS信号r[n]通过AGC(自动增益控制) 成为A_g[n],然后送入1.5bit量化器并最终量化为只有-1,0,1三个值的r_B[n]。

1)对C/A码信号采取1.5bit量化规则

表71.5bit量化规则下的C/A码

表7中的X表示0或者1均可，当C_MAG的值为0时有效，最终值为零；当其为1时无效，对 最终的值不会强制作用变为0。其作用类似于一个0电平有效的使能端。

表8基带信号R(t)的值(1.5bitC/A码，2bit数字中频信号，2bit载波)

表8中，R_SGN，C_SGN，X_SGN，L_SGN代表混频后基带信号、C/A码信号、数字中频信号和本地 载波的符号位。R_MAG,X_MAG,L_MAG和C_MAG代表基带信号、数字中频信号、本地载波和C/A码信号的 幅值位大小。它们之间的数学关系如式(10)～(12)所示：

R(t)＝R_SGN*R_MAG(10)

R_SGN＝C_SGN*X_SGN*L_SGN(11)

R_MAG＝X_MAG*L_MAG*C_MAG(12)

2)对载波信号采取1.5bit量化规则

表91.5bit量化规则下的载波

表9中，X表示0或者1均可，当的值为0时，最终值为零；当其为1时，对最 终的值不会强制作用变为0。其作用类似于一个0电平有效的使能端。

表102bit量化规则下的数字中频信号

表11基带信号R(t)的值(1bitC/A码，2bit数字中频信号，1.5bit载波)

在表10和表11中，R_SGN，C_SGN，X_SGN，L_SGN代表混频后基带信号、C/A码信号、数字中频信 号和本地载波的符号位。R_MAG,X_MAG和L_MAG代表基带信号、数字中频信号和本地载波的幅值位 大小。他们之间的数学关系如下：

R(t)＝R_SGN*R_MAG(13)

R_SGN＝C_SGN*X_SGN*L_SGN(14)

R_MAG＝X_MAG*L_MAG(15)

3)1.5bit量化的一般情况推广

当时，最终R(t)的值为0，据此可以简化很多计算。在对数字中频信 号和载波信号分别采取不同量化规则后，I_P表达式如下：

$\begin{array}{c}{I}_P=\underset{n=1}{\overset{N_s/32}{\Sigma }}[Bitsum\left(N_1{S}_{+1}\right)+2*Bitsum\left(N_2{S}_{+1}\right)+3*Bitsum\left(N_3{S}_{+1}\right)]\\ -\underset{n=1}{\overset{N_s/32}{\Sigma }}[Bitsum\left(N_1{S}_{-1}\right)+2*Bitsum\left(N_2{S}_{-1}\right)+3*Bitsum\left(N_3{S}_{-1}\right)]\end{array}---\left(16\right)$

其中S₊₁,S_-1表示符号位为正或者负；N₀，N₁，N₂和N₃代表量化后幅值分别为0,1,2,3 的项。式中所包含项S₊₁,S_-1,N₁,N₂,N₃,N₀的计算方法如下：

$\left(\begin{array}{cc}{R}_{SGN}=+1& S_{+1}=C_{SGN}*X_{SGN}*L_{SGN}=+1\\ R_{SGN}=-1& S_{-1}=C_{SGN}*X_{SGN}*L_{SGN}=-1\end{array}\right)---\left(17\right)$

表12不同量化规则下基带信号幅值判断

表13不同量化规则下I_P表达式中保留的项