具有静电摆式加速度计的传感器以及控制这种传感器的方法

摘要

一种加速度计传感器，包括具有静止的第一和第二电极以及第三电极的至少一个静电摆式加速度计，所述静止的第一和第二电极被固定到外壳并被连接到激励电路，而所述第三电极由连接到外壳的摆锤承载以便是可移动的且被连接到检测电路。所述激励电路具有连接到开关的输出，所述开关被连接到第一和第二电极，所述开关具有用于选择性地将所述第一电极或第二电极连接到所述激励电路的第一连接位置和第二连接位置。所述检测电路、激励电路、开关和检测电路被连接到控制电路，所述控制电路被布置成使得第一和第二电极由脉冲串按使得将摆锤维持在预设点位置的方式以及按使得确定摆锤要经受的加速度的方式来激励。一种用于控制这样的传感器的方法。

说明书

本发明涉及静电摆式加速度计传感器以及控制这种传感器的方法。作为示例，该 传感器可以是微机电系统(MEMS)类型。

静电摆式加速度计包括外壳，该外壳具有经由一个或多个铰链连接到此的振荡质 量块(seismic mass)所述一个或多个铰链按使得所述振荡质量块形成可相对于外壳 要么平移要么旋转地移动的摆锤的方式放置。振荡质量块在加速度的影响下的移动通 常借助于三个电极来检测。静止的第一和第二电极被固定到外壳并被连接到激励器电 路。第三电极是可移动的，并由摆锤承载，从而被连接到检测器电路。

每个静止电极与可移动电极协作形成电容量取决于它们之间的间距的电容器。在 不存在任何制造缺陷的情况下并且当传感器没有经受沿其传感轴的加速度时，摆锤保 持在中立位置，在此位置，这两个电容是相同的。相反，当摆锤经受沿其传感轴的加 速度时，它就移动，由此降低了由可移动电极和静止电极之一形成的电容量，并增加 了由可移动电极和另一所述静止电极形成的电容量。电容量中的这种变化也取决于外 壳和摆锤的变形。

在开环操作中，沿传感器的感测轴施加的加速度是从这两个电容量之间存在的差 中推导出的。然而，这种操作模式存在几个缺陷：

当摆锤绕轴旋转地移动时，感测轴的方向取决于该摆锤的位置而变化；

存在由电容器的结构的不对称性(不同区域的电极和/或电极之间的不同间隙)造 成的偏移；

由于电容量根据电极的移动而呈非线性的方式，存在测量非线性性；

在摆锤移动期间，摆锤周围的气体压缩与膨胀，由此在摆锤上产生力；

由于摆锤的谐振频率，通带是窄的。

在闭环操作中，摆锤的位置是通过向摆锤施加静电力而被伺服控制到中间位置或 到设定点位置(静止电极之间的中间位置)的。因此，静电力必定补偿沿感测轴施加 的加速度，由此使得加速度能够被估计出。静电力是向电极施加电压以保持电容量之 间的差为零的结果。

传感器具有用于每个静止电极的激励器电路，所述激励器电路被布置成为电极供 电以便生成所述静电力。

静电力相对于所施加的电压的均方根(rms)特性使得对用于对摆锤进行伺服 控制并估计加速度的控制电路的设计变得复杂。为了解决该难点，已知使用校准 的电压脉冲将开/关控制施加到摆锤。取决于为了使摆锤朝向其设定点位置返回而将 拉摆锤还是推摆锤来将所述脉冲施加到所述电极中的一个或另一个。因此，用于推(或 拉)摆锤的脉冲密度(即在一时间区间上的脉冲数)是要被测量的加速度的仿射函数。 由此，零加速度可以由两个方向上平均起来等同数目的脉冲来补偿。

然而，如果向这两个电极施加的脉冲的对称性是不完美的(主要由于分别向第一 和第二静止电极施加的脉冲的持续时间之间的差)，则通过伺服控制来修改脉冲密度 以便将摆锤维持在设定点位置，由此使得加速度估计有偏差。作为示例，采用其中在 控制阶段期间所施加的每个电压施加等同于50g(克)的摆锤的加速度的平均力达持 续时间T_s＝1微秒(μs)的加速度计，以便使这样的加速度计的偏差维持到小于50μg (微克)的值，这对于将脉冲的对称性控制为具有小于比率50μg/50g(即小于1x10-6) 的误差来说是必要的。因此，必须按使得不对称性不超过1x10^-6x1μs(即1皮秒(ps)) 的方式来控制向每个电极施加的脉冲的持续时间，而这是极其困难的。

这样，因此不对称性的实现(这构成了开/关控制的薄弱点)是从这样的传感器获 得更好的性能的主要障碍。

本发明的目的是提供允许这样的传感器的性能被利用的手段。

为此，根据本发明，提供了包括至少一个静电摆式加速度计的加速度计传感器， 所述静电摆式加速度计具有被紧固到外壳并被连接到激励器电路的静止的第一和第 二电极，以及由连接到外壳的摆锤承载从而可移动并且被连接到检测器电路的第三电 极。激励器电路具有被连接到开关的输出，所述开关被连接到第一和第二电极，所述 开关具有用于选择性地将所述第一电极或第二电极连接到激励器电路的第一连接位 置和第二连接位置，并且所述激励器电路、开关和检测器电路被连接到控制电路，所 述控制电路被布置成使得所述第一和第二电极由脉冲按使得将摆锤保持在设定点位 置的方式并按使得确定所述摆锤经受的加速度的方式来激励。

这样，脉冲被同一激励器电路递送到每个电极，由此限制了与结构不对称性和激 励器电路的电子器件的老化相关联的问题。

本发明还提供了一种用于控制传感器的方法，所述传感器包括至少一个静电摆式 加速度计，所述静电摆式加速度计具有被固定到外壳并被连接到激励器电路的静止的 第一和第二电极，以及由连接到外壳的摆锤承载从而可移动并且被连接到检测器电路 的第三电极。所述控制方法包括以下步骤：

通过检测脉冲以交替方式激励静止电极中的第一个电极随后激励另一个电极，以 便检测可移动的电极和各个静止电极之间的第一电容量和第二电容量；

从检测到的电容量中估计摆锤的位置；

确定与估计出的位置和设定点位置之间的差相对应的伺服控制误差；

基于伺服控制误差来确定指定下一检测脉冲将推还是拉摆锤的命令。

根据所述设定点位置和确定的命令来计算要被测量的加速度；以及

在控制阶段期间，通过用于将受伺服控制的误差伺服控制到零的控制脉冲来激励 所述静止电极中的一个电极或另一电极。

在阅读了下面的对特定的非限制性本发明的实施例之后，本发明的其他特征以及 优点将变得显而易见。

对附图作出参考，在附图中：

图1是在本发明的第一实施例中的传感器的示意图；

图2是在第二实施例中的传感器的局部示意图；

图3是类似于图2的示出在第三实施例中的传感器的示图；以及

图4是示出如何控制传感器的时序图。

参考这些附图，本发明的加速度计传感器包括静电摆式加速度计，在图1中整体 给出。加速度计1包括连接到振荡质量块3的外壳2，振荡质量块3经由铰链4连接 到外壳2，铰链4按使得振荡质量块3形成可通过绕轴移动相对于外壳2移动的摆锤 的方式放置。

振荡质量块在加速度的影响下的移动通常借助于三个电极来检测。加速度计1包 括静止的第一电极5.1和静止的第二电极5.2，它们被固定到外壳2并被连接到激励 器电路(以标号6整体给出)，以及构成振荡质量块3并被连接到检测器电路的第三 电极5.3(以标号7整体给出)。以标号8整体给出的控制电路被连接到激励器电路 6和检测器电路7以便对其进行控制。

激励器电路6具有连接到开关9的输出，所述开关被连接到第一电极5.1和第二 电极5.2。开关9具有用于选择性地将所述第一电极5.1和第二电极5.2连接到激励器 电路6的第一连接位置和第二连接位置。更具体地，开关9具有被布置成将第一电极 5.1要么连接到激励器电路6的输出(第一连接位置)要么连接到地(第二连接位置) 的选择器I₁，以及被布置成将第二电极5.2要么连接到激励器电路6的输出(第二连 接位置)要么连接到地(第一连接位置)的选择器I₂。开关9被连接到控制电路8 以便由其控制。

控制电路8具有第一估计器10，所述第一估计器10具有连接到检测器电路7的 输入和连接到求和电路11的负输入的输出，求和电路11具有连接到连接器12的输 入的输出，所述连接器12具有连接到定序器13的输出。控制电路8还具有第二估计 器14，该第二估计器14具有连接到校正器12的输出的输入、连接到求和电路11的 加性输入的输出以及提供加速度估计γ_e的输出。

在图1所示的第一实施例中，激励器电路6具有数模转换器15，该数模转换器 15被连接到开关9并由控制电路8控制。

检测器电路7具有主放大器级16，主放大器级16包括提供有电容量C_ref的反馈 电容器18和选择器I₃的负载放大器17。该放大器级具有连接到第三电极5.3的输入 和连接到模数转换器19的输入的输出，模数转换器19具有连接到控制单元8的第一 估计器10的输出。

下面描述传感器的操作。

控制单元8管理传感器的操作，并且具体来说管理以频率F_s(具有周期T_s＝1/F_s， 参见图4)采样的各个操作的时序。定序器13对采样周期T_s内的以及从一个采样周 期(n)T_s到下一(n+1)T_s的操作定序。控制单元8的定序器13借助命令u来顺序和循 环地控制数模转换器15，借助命令s来控制模拟选择器I₁、I₂，以及借助命令r来控 制模拟选择器I₃，并借助命令r来控制模拟选择器I3。

取决于命令s的逻辑状态，电极5.1、5.2中的一个被连接到数模转换器15的输出 v，而电极5.1、5.2中的另一个被同时连接到地。应该注意到定序器13被布置成使得 该切换在输出v为零时发生，以避免切换期间的瞬时干扰。

分别被施加到电极5.1和电极5.2的电压v_h和v_b被定序成使得测量电容量C_h(在 电极5.1和5.3之间形成的电容量)和C_b(在电极5.2和5.3之间形成的电容量)， 以便施加由控制电路强加的用于将摆锤伺服控制到其设定点位置的静电力。假设摆锤 的初始速度为零，向每个电极5.1、5.2施加的每个脉冲的持续时间T_i被选择为短到 足以确保在持续时间T_s的结束时由所述脉冲引起的移动z保持与在所述静止电极 5.1、5.2和可移动电极5.3之间存在的间隙e相比很小。

使负载放大器17成环的选择器I₃受来自定序器13的信号r控制，并通过反馈用 于使得负载放大器17维持在电极5.3处的电势v₀恒定，例如在示图中为零。

来自负载放大器17的输出电压v_d由模数转换器19在命令s的控制下被转换成数 字量值y。

估计器10以量值y的偏差提供摆锤的移动的估计值z_e。

估计器14向求和电路11的加性输入提供按已知方式确定的干扰z_m，以激励和估 计某些误差项以便这些误差项的影响可被补偿，如下所述。

求和电路确定差z_m-z_e，该差值被转送给校正器12，校正器12依据其适合于推 还是拉摆锤来准备值为+1或-1的命令bs以便使校正器12的输入返回到零。这样， 校正器12用于将差z_m-z_e伺服控制到零。

估计器14还确定要被测量的加速度的估计值γ_e。

在本发明的方法中，每个采样周期T_s包括三个主要阶段，即：

第一检测阶段D₁，在其中为该对电极5.1和5.3检测电压V_d并将其转换成量值 y₁；

第二检测阶段D₂，在其中为该对电极5.2和5.3检测电压V_d并将其转换成量值 y₂；以及

控制阶段C，在其中取决于需要吸引振荡质量块朝向静止电极5.1还是朝向静止 电极5.2以便使其返回到其设定点位置来将激励信号施加到静止电极5.1(在这个示 例中为n.T_s)或施加到静止电极5.2(在这个示例中为(n+1).T_s)。

在这两个检测阶段的结束，校正器12确定命令bs的符号，该符号决定了控制信 号u应该被施加到静止电极5.1还是静止电极5.2。

这三个阶段D₁、D₂和C由松弛阶段分隔开，在所述松弛阶段期间，选择器I₁、 I₂和I₃被预先放置好，而转换器的电压为零。

下面将详细描述在控制阶段之后的检测阶段。

在用于测量C_h的检测阶段D₁，逻辑命令s是为1，使得静止电极5.1被选择器 I₁连接到数模转换器15的输出v，并且静止电极5.2被选择器I₂连接到地。

负载放大器的环路电容量(looping capacitance)由选择器I₃预先短路(r＝1,重新 初始化负载放大器)，然而，来自数模转换器15的输出为零。

在r已返回到零之后，数模转换器15的作用所用的电势为恒定值V_ref，因此将电 荷量C_h.V_ref转移到电容器C_ref。

当来自负载放大器17的输出已经稳定时，执行对v_d的第一模数转换。使用表示 在由与电容器C_ref相关联的模拟选择器I₃打开时被注入的电荷量的符号Q_os，表示 被带入数模转换器15的输入的偏移的符号v_os，以及表示模数转换器19的增益的符 号G_adc，可写出在阶段D₁的结束处来自模数转换器19的输出：

$y_1=G_{adc}.\left(-\frac{C_h·V_{ref}+Q_{os}}{C_{ref}}+v_{os}\right)$

测量C_b的阶段D₂等同于阶段D₁，除了电极5.1和5.2的角色因s为0而不再为 1的事实而被互换之外。这导致在阶段D₂结束处由模数转换器19编码出的第二值， 如下给出：

$y_2=G_{adc}.(-\frac{C_b·V_{ref}+Q_{os}}{C_{ref}}+v_{os})$

通过使用与选择器I₁和I₂相关联的单个数模转换器15，确保了值V_ref在针对 值y1和y2的表达式中是相同的。

由估计器10执行的操作包括计算y₁和y₂之间的差，并随后将该结果乘以增益 G_comp：

$z_e=G_{comp}·(y_2-y_1)=G_{comp}·G_{adc}·\frac{C_h-C_b}{C_{ref}}·V_{ref}$

$G_{comp}={(2·G_{adc}·\frac{C_1}{C_{ref}}·\frac{V_{ref}}{e})}^{-1}$

消除电子原点的偏差(Q_os和v_os)，并且使用单个模数转换器19将相同的权重给 予C_h和C_b的测量，从而消除了另一偏差源。

应该注意到，通过在以上针对z_e的表达式中将各电容依据其表达式替换成z的函 数，可以发现电极的不对称性对估计偏差z₀负有责任：

在控制阶段期间，差z_m-z_e被校正器12伺服控制到零，所述校正器取决于摆锤 是被推还是拉来准备值为+1或-1的命令bs，并且结果s＝(bs+1)/2。

如果bs＝+1，那么s被强制为1，使得开关9将来自数模转换器15的输出连接到 静止电极5.1，并且将静止电极5.2连接到地。来自数模转换器15的电压随后将从零 变化为非零值，并且随后在松弛阶段之前返回到零。吸引的静电力随后朝向静止电极 5.1拉摆锤。

如果bs＝-1，那么s被强制为0，使得开关9将来自数模转换器15的输出连接到 静止电极5.2，并且将静止电极5.1连接到地。来自数模转换器15的电压随后将从零 变化为非零值，并且随后在松弛阶段之前返回到零，然而描述随时间的变化等同于对 其中bs＝+1的情形的描述内容。静电力随后朝向静止电极5.2拉摆锤。

应该注意到，以类似于检测的方式再次使用单个数模转换器15保证了向电极5.1 和5.2施加的电压是相等的。这在控制阶段期间尤为重要，因为向摆锤施加的静电力 等于向电极5.1和5.2施加的静电力之间的差。由于这些力与施加的电压的平方成比 例，必须确保所述电压的平方是对称的，并且不像检测情形，不仅在采样时刻而且在 整个采样周期上平均起来都必须获得这种对称性。所述单个和复用的数模转换器15 用于将相同的电压分布施加到电极5.1和5.2上，而与电子器件中的任何结构缺陷无 关。选择器切换的时刻并不关键，因为它们仅在来自数模转换器15的输出电压为零 时才被切换。

由数模转换器15在两个检测阶段期间和控制阶段期间传递的波形由它们在持续 时间T_s上定义的各自的rms值σ_d和σ_s表征：

$\frac{1}{T_s}·\underset{(n-1)·T_s}{\overset{n·T_s}{\int }}\Sigma ·dt=2·{{\sigma }_d}^2+{{\sigma }_c}^2$

$\frac{1}{T_s}·\underset{(n-1)·T_s}{\overset{n·T_s}{\int }}\Delta ·dt=bs·{{\sigma }_c}^2$

其中Σ＝V_h²+V_b²且Δ＝V_h²-V_b²。

量值Σ和Δ分别代表了作用在摆锤上的对称力的作用和不对称力的作用。量值Σ和Δ 被认为是独立于位置z的，这假设了电极是电压控制的而不是负载控制的。

接着，在整个采样周期上平均的变化的等式变成(公式I)：

K_e是静电刚度；

k是机械刚度；

z_c是机械偏移；

z₀是机械偏移。

由此静电力的表达式相对于bs是线性的，并且另外静电刚度现在是恒定的，使得 估计的加速度被计算为bs的仿射函数。

以上公式假设z_m的二次导数充分接近要被忽略的零，这意味着下述条件需要被 满足：

$\left|{\stackrel{··}{z}}_m\right|<<|-\frac{k}{m}·z_m|$

实际上，这相当于将z_m的频谱限制为位于远低于感测元件的第一谐振频率处的 频带。

为了估计归因于各种缺陷的误差并展现补救它们的方法，引入了最大加速度和坝 肩加速度(abutment acceleration)的概念。

如果传感器和其实现没有缺陷，那么其可能补偿的最大加速度γ_max通过在公式I 中用1代替bs来获得，从而给出：

${\gamma }_{max}=\frac{C_1}{2·m·e}·{{\sigma }_c}^2\to C_1=\frac{2·m·e}{{{\sigma }_c}^2}·{\gamma }_{max}$

传感元件的在电极之间的间隙的介电常数、密度、活动面积和厚度在分别写作ε、 ρ、S和h。一旦已经选择了摆锤材料，就可以发现γ_max仅依赖于摆锤的厚度和电场 σ_c/e的rms值：

$\left(\begin{array}{c}{C}_1\approx ϵ·\frac{S}{e}\\ m\approx \rho ·S·h\end{array}\right)\to {\gamma }_{max}=\frac{ϵ}{2·\rho ·h}·{\left(\frac{{\sigma }_c}{e}\right)}^2$

而且，在缺少静电力的情况下将理想摆锤带入坝肩的加速度γ₀被如下给出：

${\gamma }_0=\frac{k}{m}·e\to \frac{k}{m}=\frac{{\gamma }_0}{e}$

通过代入公式I中，可以发现误差γ₁、γ₂、和γ₃：

$k_e=2·\frac{C_2}{C_1}·\frac{m}{e}·(\lambda +{ϵ}_2·bs)·{\gamma }_{max}$

偏差γ₁、γ₂、和γ₃分别取决于电检测偏移、由铰链施加的压力和静电力的不对称 性。对于γ₁，该部分与bs成比例。γ_max构成加速度计的比例因子误差。然而，该误 差通常是可忽视的，因为它典型地具有以下值：

当z_m为零时，归因于检测的偏差分量通过用其值代替z₀来获得：

${\gamma }_1(z_m=0)=-\left[2·\frac{C_2}{C_1}·\left(\lambda +{ϵ}_2·bs\right)·{\gamma }_{max}-{\gamma }_0\right]·{ϵ}_0·\frac{C_0}{C_1}$

通常，比例因子γ_max和偏差γ_b是先前在工厂中在校正步骤中标识的，该校正步 骤在与加速度计的使用温度范围相对应的温度范围上执行。由于建模误差或由于老化 而不同于真实参数的校正参数是使用抑扬音符号来写的，因此随后使用下述公式来计 算被写成γ_e的估计加速度：

${\gamma }_e={\hat{\gamma }}_b+{\hat{\gamma }}_{max}·bs$

已知bs作为γ的函数的表达式，因此相对比例因子误差ε_max被引入：

为了不受归因于γ₁的误差的影响，有可能通过机械刚度对电子刚度进行补偿，使 得它们的差取消了，因而取消了该偏差对z₀的敏感性：

然而，由于在传感器的构造和电子器件的构造的分散，在刚度之间的差仅被不完 美地消除，因此减少了该操作的益处。此外，如果刚度差在任何给定操作温度处都被 准确地消除，则它将不适用于其它操作温度，因为传感器和其电子器件的温度的敏感 性并不相同。

本发明的方法允许机械和静电刚度之间的差被伺服控制到零，因此消除了检测偏 差的影响。

为此，由控制电路使用预定但并不一定是周期性的时间分布来调制z_m。

由于γ_e对这种干扰(写成Δγ_e)的反应与刚度差成比例，则可以仅仅通过调整k_e(即λ)来消除这种反应。根据所述干扰是否是周期性的，γ_e对z_m的反应可以通过 同步解调并经由最小二乘法或经由Kalman(卡尔曼)滤波器进行过滤来估计：

对λ的调整(参见公式I)是通过设定σ_d来获得的，由此保持ε_max不变。对σ_d的调整可以通过在检测阶段期间对电压v的形状或持续时间采取行动来获得。第二方 案是较佳的，因为它保持检测增益不变。

由于通过消除刚度k_e-k的差而消除了γ_e对z_m的反应，γ_e对z₀的反应也被消除， 并且根除了该偏差源。

然而，对刚度进行平衡呈现了原理限制。由于所选的最大加速度通常被施加，因 此，平衡条件导致如下选择：

${\gamma }_0=2·\frac{C_2}{C_1}·\lambda ·{\gamma }_{max}\to {\gamma }_b=\lambda ·{\gamma }_{max}·(2·\frac{C_2}{C_1}·\frac{z_c}{e}+{ϵ}_1)$

这意味着与γ_max成比例的电子刚度施加本身与要补偿的最大加速度成比例的机 械刚度。这种方案完美地较好适用于具有大到足以减少引起z_c的变形的影响的间隙 的传感器。这种方案在其被应用于具有可变面积(其所述静电刚度自然地接近于零) 的电极的传感器时是有利的。

使用低机械刚度以便减少由其导致的偏差的选项通常意味着有必要在不匹配刚 度的情况下进行管理。在这样的情况下，初始施加到z_m的调制不被使用，而是调整 z_m以补偿z₀，以便：

这通过使用已知但不必是可再现的时间分布来调制k_e或更正确地说调制λ来获 得。

由于γ_e对该干扰的反应基本上与z_m-z₀成比例，理论上通过调整z_m来消除该反 应是可能。依据所述干扰是否是周期性的，可以通过同步解调和经由最小二乘法或经 由Kalman滤波来进行过滤来估计γ_e对k_e的反应：

$\left(\begin{array}{c}{\mathrm{\Delta \gamma }}_b=\left(2·\frac{C_2}{C_1}·\frac{z_m-z_0}{e}+{ϵ}_1\right)·\Delta \lambda ·{\gamma }_{\max }=0\to \frac{z_m-z_0}{e}=-\frac{C_1}{2·C_2}·{ϵ}_1\\ \to {\gamma }_b=-{ϵ}_1·{ϵ}_2·bs·{\gamma }_{\max }+\left(\frac{C_1}{2·C_2}·{ϵ}_1\frac{z_c}{e}\right)·{\gamma }_0\end{array}\right)$

如以上等式所示，取代被消除，量z_m-z₀是作为ε₁的函数被调整的。

通过设定σ_d来调制λ，因而保持ε_max不变。σ_d可以通过在检测阶段期间对电压v 的形状或持续时间采取行动来调整。第二方案是优选的，因为它保持检测增益不变。

应该注意到对偏移进行伺服控制对具有可变面积的电极的传感器不利，因为自然 地大的C₁/C₂比率降低了偏差。

在图2和3的第二实施例中，激励器电路6不具有数模转换器15，而改为具有通 过选择器31连接到放大器级的输入的电压生成器30，所述放大器级包括了通过滤波 电容器34和电阻器35连接到成环的放大器33的输入电阻器32。

这使得通过取消数模转换器来减少激励器电路所消耗的成本和功率成为可能。

被设定为0或1的命令u控制选择器31。该选择器将电阻器32连接到标号为Ref 的恒压生成器30或连接到地。施加到电阻器32的电压被放大电阻器32和35的电阻 比率(即-R₂/R₁)，并用时间常数R₂C(其中C是电容器34的电容量)过滤，因而， 防止了负载放大器33的与超出其转换速率相关联的瞬时饱和。然而，该时间常数必 须被选择为与来自负载放大器33的输出电压T_s相比足够小以当从I₁切换到I₂时返 回到接近零的值。

为了减少模数转换器的量化对所估计的加速度的噪声的影响，可以使用图3的电 路。

检测器电路7的主放大器级16通过补偿器级(整体给予标号40)被连接到模数 转换器19，补偿器级具有串联在来自主放大器级16的输出和模数转换器19的输入 之间的第一电阻器41和第二电阻器42。补偿器级40具有两者都与第二电阻器42并 联连接的附加放大器43和选择器44，以及通过第三电阻器46连接到第二电阻器42、 附加放大器43和选择器44的数模转换器45。选择器44和数模转换器45由控制电 路8控制。

这使得减少因模数转换器19的量化导致的低频噪声成为可能。

在补偿阶段中急跃升(zoom)的增益R₂/R₁设定为远远大于一个单位的值。选择 器44在阶段D₁和D₂期间当来自负载放大器43的输出稳定时打开。数模转换器45 受控于控制电路8，以便保持和y1+y2接近零，数模转换器的动态范围可能被用于 当由比率R₂/R₁放大时仅编码电容量的变化。

数模转换器45补偿下述效应：

电容量的恒定部分；

偏移v_os；

注入的电荷Q_os。

这些效应缓慢变化，因此允许要与低噪声水平联用的慢数模转换器45，因而同时 减少了成本和功率消耗。

在三角积分(sigma delta)环路的截止频率附近，开环传递函数必须趋向于积 分器的传递函数以便提供良好的衰减。然而，由于摆锤的行为由惯性力在高频率处支 配，传递函数z/bs可以由二重积分器的传递函数来近似。因此，校正器的传递函数必 须趋向于差分器的传递函数。

当使用急跃升时，检测电子饱和先于在与进入坝肩的摆锤相关联的机械饱和发 生。当达到电子饱和时，通常由校正器执行的差分函数可以不再被执行，并且环路可 以进入通常不能被保证的有限结果循环。

为了解决该难点，期望当需要时，模数转换器19能够不仅测量来自急跃升的输出， 还有其输入。这仅仅要求使用2到1复用器和合适的控制策略。

在第一或第二实施例中的传感器的特定的配置中，传感器具有两个静电摆式加速 度计，每个静电摆式加速度计都具有相应的激励器电路和检测器电路，并且共享公共 感测轴。

这两种用于消除检测中的偏移影响的方法是基于利用γ_e对已知干扰的反应。如果 施加于传感器的加速度呈现出与调制信号的明显相关性，这导致对部分错误的估计的 加速度的校正。Kalman滤波器的使用可以减少对这种类型的误差的敏感性，但是不 能消除该误差。

例如，如果加速度计在从0延伸到10千赫兹(kHz)的频带上经受具有rms值为 10mg_rms的加速度白噪声，并且如果Δγ的伺服控制环路是用0.01Hz的通带来调节的， 则这将导致10mg_rms的补偿误差，该补偿误差在某些应用(例如导航)中是不可接 受的。

有可能通过使用两个加速度计来解决该难点，所述两个加速度计等价于上面描述 的具有相同感测轴的加速度计。随后，满足将z_m或λ的调制应用到这两个加速度计 中的仅仅一个中并将对Δγ差值的反应伺服控制到零。在这种情况下，所施加的加速度 的影响被消除，从而忽略这两个加速度计的增益不对称性和轴设置。

由于这两个加速度计的增益被校准，增益差值小于百万分之100(即100ppm)， 这表示误差位于10mg_rms到1μg_rms范围内。然而，所施加的加速度还是通过小于 10毫弧度(mrad)的原始轴设定差值来表明。然而，这种限制提供了初始缺陷的100倍 的减少，从10mg_rms变成100μg_rms，该值可以为高性能导航系统所接受。

可有利地将所述调制施加到这两个加速度计中的一个，随后施加到另一个，以便 获得既冗余又准确的信息。更普遍地，对这两个加速度计使用互不相关的调制信号就 足够了。那种类型的合成加速度计被称为“双重”加速度计。

如果与轴设定相关联的限制被认为是不可接受的，则有可能通过将三个双重加速 度计的估计和调制组合来甚至进一步减少它们的影响，所述三个双重加速度计具有在 独立方向中并且较佳地相互正交的感测轴。

作为工厂校准的结果，与原始轴设定差值相关联的缺陷被减少到其建模残差和其 老化，所述工厂校准允许下述补偿矩阵被标识：

${\overrightarrow{\gamma }}_{e,cor}=M·{\overrightarrow{\gamma }}_e$

矢量是由来自6个加速度计的6个值构成的6x1矢量，矩阵M是校准6个加速 度计的增益和轴设定误差的6x6矩阵。矢量是由6个经校正的加速度值(成对冗 余)构成6x1的矢量。

使用与6个互不相关的调制关联的使得将增益和轴设定误差的权重减少到小 于100ppm是可能的，因而将残差缺陷减少为小于1μg_rms。

当然，本发明不限于所描述的实施例，而是覆盖落在由所附权利要求限定的本发 明的范围内的任何变型。

具体而言，传感器的电子器件可以具有不同于所描述的那些结构的结构。例如， 第一实施例的激励器电路可以与第二实施例的检测器电路一起使用，而第一实施例的 检测器电路可以与第二实施例的激励器电路一起使用。

另外，本发明适用于任何类型的静电摆式加速度计。这样，传感器的机械可以是 不同于所描述的结构的结构。例如，振荡质量块可以通过其它数目的铰链被连接到外 壳，所述铰链被布置成使得允许振荡质量块相对于外壳枢转或滑动。

当传感器具有两个静电摆式加速度计时，有可能为这两个加速度计提供单个激励 器电路。

应该注意，为了在每对电极对称执行测量，在每个采样周期上将检测阶段D₁和 D₂的顺序颠倒是有利的。