一种基于相控逆变器实现功率调节的电动汽车无线充电系统及方法

摘要

本发明提供一种基于相控逆变器实现功率调节的电动汽车无线充电系统及方法，针对电动汽车无线充电系统，本发明采用一种新型相控逆变器代替原有的D类全桥或半桥逆变器，在经过电压、电流和功率以及效率的分析后，可以实现通过调节相控逆变器输出电压的相位角来控制充电系统输出功率，获得方便快速与高效可靠的充电策略。最后通过实验验证了这种新型相控逆变器应用于电动汽车无线充电系统功率控制中的优势。

说明书

技术领域

本发明为一种基于相控逆变器实现功率调节的电动汽车无线充电系统 及方法，针对电动汽车无线充电系统功率调节的功能，提出通过调整相控 逆变器三相间的相角来控制充电功率，本发明涉及电动汽车无线充电技术 领域，尤其是涉及电动汽车无线充电系统中对充电功率的控制方法。

背景技术

电动汽车无线充电系统主要由停车位地面下的发送端电路和固定在车 辆底盘上的接收端电路组成，这两个电路中的线圈通过交替变化的磁场来 交换电能。目前，在发送端,大多采用D类全桥或半桥逆变电路结构作为高 频电源模块，并通过调节逆变器工作频率来控制输出电压、电流和功率， 这种功率调节方式称为频率控制，对应的逆变器结构统称为频率控制逆变 器。对于频率控制逆变器，当工作频率与线圈的谐振频率接近时充电系统 功率输出增加，工作频率偏离线圈的谐振频率时充电系统输出降低，以此 系实现统功率调节，控制电动汽车无线充电过程。为提高电池充电效率及 延长寿命，电动汽车充电电池的充电过程需要经历三个阶段：恒流充电阶 段、恒功率充电阶段和恒压充电阶段。频率控制方式意味着无线充电系统 工作在变频工作状态下，存在以下缺点：

Ⅰ、系统噪声频谱宽且无法预测，导致比较困难的电磁兼容(EMI)问 题，严重时甚至损坏元器件；

Ⅱ、设计电路时需要比较复杂的输出电压滤波器；

Ⅲ、频率控制精度不高，工作频率的微小变化可能导致传输功率急剧变 化。

随着电动汽车和充电电池发展越来越快，电动汽车的推广和普及的也 开始高速发展，研究方便快捷与高效可靠的电动汽车充电策略成为其发展 的必然趋势。相控逆变器可以利用输出电压相位的改变来调节系统输出功 率，提高电池使用均衡性和寿命，改善现今电动汽车无线充电系统的充电 功率控制精度，使系统输出满足充电电池组的充电规律，在电能高效利用 上有非常好的效果。

发明内容

本发明的上述技术问题主要是通过下述技术方案得以解决的：

一种基于相控逆变器实现功率调节的电动汽车无线充电系统，其特征 在于，通过发送端的相控逆变器来控制谐振电路的输出电压，从而能够在 不改变工作频率的情况下调节充电电池组的输入功率，实现系统功率调节 功能；其中，

相控逆变器由三个半桥逆变器并联，其三相通过耦合变压器两两耦合， ICT的主要功能为隔离、滤波和耦合；每个ICT由两股利兹线以麻花状揉合 并在环状磁芯上绕制16圈组成，其两股利兹线的四个接线端子中，一个端 子作为输入连接到其中一个半桥逆变器的输出端；两个端子作为耦合端与 其余两个ICT耦合连接；余下的一个端子作为输出连接到公共输出端；通 过控制相控逆变器三相之间的电压相角，即能调整公共输出端的电压，从 而调节无线充电系统接收端的充电功率；所述相控逆变器三相之间的电压 相角是三个半桥逆变器的输出电压相角；所述公共输出端的电压是发送端 的输出电压。

包括发送端电路和接收端电路；其中，

发送端电路包括一个相控逆变器，一个谐振电容和一个谐振电感组成， 相控逆变器由三个半桥路逆变器并联，其三相通过耦合变压器(Intercell  Transformer,ICT)两两耦合而成，ICT的主要功能为隔离、滤波和耦合， 每个ICT由两股利兹线以麻花状揉合并在环状磁芯上绕制16圈组成，其两 股利兹线的四个接线端子中，一个端子作为输入连接到其中一个半桥逆变 器的输出端；两个端子作为耦合端与其余两个ICT耦合连接；余下的一个 端子作为输出连接到公共输出端。

系统接收端由一个谐振电感，一个谐振电容，一个全桥整流器和一个 滤波电容组成，相控逆变器能够通过调整三相半桥路逆变器之间的电压相 位值来控制谐振电路的输出电压，能够在不改变工作频率的条件下调节充 电电池组的输入功率，实现系统功率调节功能。

所述三个并联的D类半桥路逆变器，其三相之间通过ICT相互耦合，并 与无线充电系统的发射端谐振电路相接。三相相控逆变器通过控制相控逆 变器三相之间的电压相角(即三个半桥逆变器的输出电压相角)，即能调整 公共输出端的电压(亦即发送端的输出电压)，从而调节无线充电系统接收 端的充电功率。

在电能发送端结构中本发明使用三个最常见的D类半桥逆变器并联组成 一个多相相控逆变器结构。与D类全桥逆变器相比，多相相控逆变器在给 定输出功率条件下流经每个开关管的电流较小。在系统电能接收端结构中， 本发明应用了一个带有D类全桥整流器的串联谐振电路，系统的拓扑结构 如图1所示。

一种基于相控逆变器实现功率调节的电动汽车无线充电方法，其特征 在于，是一种变参数情况下的相控逆变器最小输入直流电压计算方法，具 体是：将电池组在一个完整的充电过程中的充电曲线离散化，所述充电曲 线包括电流、电压、功率，离散化时每隔半小时取一个点；并将发送端与 接收端之间的可能耦合系数离散化，将电流、电压、功率进行组合，分别 求解满足充电功率条件下，各参数组合时的逆变器输入直流电压，并取其 最大值作为实现系统最小需求直流电压；对于某个特定的参数组合,根据系 统发送端有功功率等于电池充电功率与充电系统功率总损失之和列写方 程，在三相之间相角为0时，求取逆变器所需要的直流输入电压。

将发送端与接收端之间的可能耦合系数离散化时，设定发送端与接收端 可能距离为12cm至30cm,对应系统的耦合系数0.34至0.15，离散化时 每隔0.05取一个点。

下面是针对系统的相控逆变器输出电压和相电流分析。

对于耦合变压器ICT1、ICT2以及ICT3，其发送端的励磁电感分别为L_1P、 L_1P以及L_3P，接收端的励磁电感分别为L_1S、L_1S以及L_3S，且假设所有的绕组 拥有相同的参数，即励磁电感(L_1P＝L_2P＝L_3P＝L_mag，L_1S＝L_2S＝L_3S＝L_mag)、漏电感L_leak和等效串联电阻(ESR)都相等，其中V₁，V₂，和V₃分别为三个逆变器输 出电压的分量，为相移角。根据电动汽车无线充电系统相控逆变器简化电 路图可以得到相控逆变器每相输出电压的表达式

$V_2=\frac{2V_{I}sin\left(\omega t\right)}{\pi }---\left(1\right)$

因此，相控逆变器的总输出电压和电流也可以用公式(2)和(3)分别表 示

其中Z_b是相控逆变器每相的阻抗，Z_P是相控逆变器的负载阻抗，ω是逆变器 工作角频率。方程(2)和(3)表明输出电压和电流均能通过调整相位来 调节和控制。下文中的方程(14)则表明，其接收端的功率同样能通过调 整相位来控制。公式(4)为在公式(2)和(3)中部分参数的计算方法。

Z_b＝jωL_leak+r_MOS+2r_ICT

Z_P＝R_P+jωL_P+1/jωC_P+Z_Sreflect

Z_Sreflect＝(ωM)²/Z_S＝(ωk)²L_PL_S/Z_S    (4)

Z_S＝R_s+jωL_s+1/jωC_s

R_s＝R_equi+r_ESR

其中ICT的电感值由励磁电感L_mag和漏电感L_leak组成，Z_Sreflect为接收端映射到 发送端的等效阻抗，Z_S为接收端阻抗，其中R_s为实部，R_equi为接收端整流器 输入阻抗，其阻抗特性表达为容性，r_ESR为接收端导通等效阻抗，ω₀为电路 的谐振角频率。为了计算充电系统在相控逆变器结构下的功率损失，需要 计算每相的相电流，即

$I_1=\frac{1}{3}(I_P+\frac{2V_1-V_2-V_3}{2{\mathrm{j\omega L}}_{mag}+{\mathrm{j\omega L}}_{leak}})$

$I_2=\frac{1}{2}(I_P-I_1+\frac{V_2-V_3}{2{\mathrm{j\omega L}}_{mag}+{\mathrm{j\omega L}}_{leak}})---\left(5\right)$

I₃＝I_P-I₁-I₂.

附图说明

图1是电动汽车无线充电系统相控逆变器电路拓扑结构图。

图2是充电系统相控逆变器简化电路图。

图3是相控逆变器零电压切换条件检测仿真图。

图4是电动汽车无线充电系统功率仿真图。

图5是相控逆变器最小直流输入电压仿真图。

图6是不同充电阶段相控逆变器相位仿真图。

图7a是相控逆变器与D类逆变器效率仿真对比图(与D类全桥逆变器 对比)。

图7b是相控逆变器与D类逆变器效率仿真对比图(与D类半桥逆变器 对比)。

图8是实例电池组充电实验结果图。

图9是实例相控逆变器相位角仿真与实验结果图。

图10是实例充电系统功率与充电功率实验结果图。

图11是实例充电系统充电效率仿真与实验结果图。

具体实施方式

在电动汽车无线充电系统中，对系统输出功率的控制是一个关键性技 术。充电电池的充电阶段通常情况下分为恒流、恒功率和恒压三个充电阶 段，因此电动汽车无线充电系统需要根据电池的充电阶段相应地调整系统 的输出。本发明所研究的对象为一种基于相控逆变器进行功率调节的电动 汽车无线充电系统。通过发明新型相控逆变器使得系统可以工作在相位控 制方式下，功率控制精度得到改善，电能利用率得到提高，并通过实验验 证了系统的正确性。以下结合附图和具体实施方式详细说明本发明。

1.电路参数设计

如图1所示，本发明提供的电路结构包括电动汽车无线充电系统发送端 电路和接收端电路。发送端电路包括相控逆变器、发送端谐振线圈以及发 送端谐振电容；接收端电路包括接收端谐振线圈，接收端谐振电容，整流 器以及充电电池组。为便于实施参考起见，提供实施例的详细方案：

谐振频率和工作频率是两个最先要确定的参数。根据2013年美国汽车 工程师协会(SAE)在推进标准化的非接触式供电标准中的相关频带建议， 电动汽车无线充电系统的工作频率应控制在81.38kHz至90kHz之间，因此本 发明充电系统电路工作频率选择为88kHz。相控逆变器开关管零电压切换 (Zero Voltage Switching，ZVS)会大大降低开关管的开关切换功率损失， 因此设计电路时应尽可能满足ZVS条件，而获得ZVS的条件是逆变器的电流 滞后电压，在实际设计中可以使逆变器拥有一个感性负载。此外，工作频 率的选择应高于谐振频率。但是，对于一个带有感性负载的谐振回路，较 高的工作频率会导致低的输出电流和功率，因此工作频率也不能高于谐振 频率过多。考虑到上述情况，在设计发送端电路的时候，谐振频率选择为 82kHz。在选择接收端电路谐振频率时，以往的设计趋向于将发射端与接收 端电路谐振频率设定一致，以便在使用频率调节时让系统在谐振频率点获 得最大传输效率。由于本发明可使系统工作在固定频率相控方式下，因此 在考虑接收端电路设计时，可设定接收端谐振频率为91kHz。这样是为了让 相控逆变器获得更好的ZVS条件。系统工作在低于接收端谐振频率但高于发 射端谐振频率时，接收端的等效阻抗会显现为容性阻抗，但映射到发射端 时则显现为感性阻抗，这样更有利于相控逆变器实现ZVS。

相控逆变器电流滞后电压的相位角能够通过分析逆变器等效阻抗的实 部和虚部来获得，逆变器的等效阻抗表示为

Z_i＝V_i/I_i,i＝1,2,3,    (6)

通过分析公式(1—3)可得，的取值范围为0到120°，相应地相控逆变器 的输出电压(输出功率也同样变化)从最大值到零变化。如图3所示，为相 控逆变器在频率参数选定情况下，耦合系数k为0.15，电池等效阻抗为3.5 Ω时逆变器每相的相位仿真图，可以看出，三相的相电流始终滞后于电压， 最小角度为31.51°。

充电电池组在充电过程中的等效阻抗是变化的，因此在设计系统参数 时需要确定电池组等效阻抗，等效阻抗R_battery能通过电池充电实验或电池厂家 提供的充电曲线(电流、电压随充电时间的曲线)获得，其计算公式如下：

R_battery＝V_battery/I_battery.    (7)

电池组充电过程分为三个阶段，分别为恒流、恒功率和恒压阶段。在充电 实验中，电池充电电流和电压分别每隔半小时测量一次。

在本发明实例中，为了降低电动汽车无线充电系统磁场强度，达到人 体安全等级标准，同时由于电动汽车自身尺寸的限制，因此选择了较大截 断面积较小圈数的设计方案。两个线圈绕组具有相同的设计尺寸，分别为 90cm长70cm宽的矩形线圈，匝数为4圈，每圈绕制间距为1cm。本发明还选 用多股的利兹线进行线圈的绕制，这种利兹线在高频工作条件下内阻低， 在降低趋肤效应上有非常好的效果。根据Maxwell软件仿真，两个线圈的电 感值约为33.7μH。根据利兹线出厂标准说明书可知本设计线圈直流阻抗约 为0.02Ω。在88kHz工作频率下，考虑集肤效应和邻近效应的同时，其交流 负载约等于直流负载，因此线圈总阻抗约为0.04Ω。接收端整流器是由4个 DSEI2X101-06A型二极管组成的全桥整流器。考虑到不同底盘高度电动汽车 的充电需求，本实例假定发射线圈与接收线圈的距离在12至30cm之间，因 此可以通过Maxwell仿真软件计算出线圈耦合系数k为0.34至0.15。

表1系统主要参数

2.变参数情况下相控逆变器最小输入直流电压设计与效率分析

相控逆变器的直流输入电压设计直接关系着是否能为电动汽车无线充 电系统供应足够的功率，但是过高的直流输入电压会造成效率的下降，并 可能导致控制板器件损坏。同时，电池充电过程中，其等效的阻抗是随时 间变化的，而且不同高度的汽车底盘也导致了发送端线圈与接收端线圈之 间的耦合系数的变化。相控逆变器最小输入直流电压，指的是能够满足上 述变参数条件下(即各种工况条件下)的充电功率要求时，相控逆变器直 流输入电压的最小值。

将电池组在一个完整的充电过程中的充电曲线(包括电流、电压、功率) 离散化(每隔半小时取一个点)，并将发送端与接收端之间的可能耦合系数 (设定发送端与接收端可能距离为12cm至30cm,对应系统的耦合系数0.34 至0.15)离散化(每隔0.05取一个点)，将上述离散化后的参数进行组合， 分别求解满足充电功率条件下，各参数组合时的逆变器输入直流电压，并 取其最大值作为逆变器最小需求直流电压。对于某个特定的参数组合,根据 系统发送端有功功率等于电池充电功率与充电系统功率总损失之和列写方 程，在三相之间相角为0时，求取逆变器所需要的直流输入电压。

为了分析在满足充电功率的前提下，逆变器所需要的最小直流输入电 压，需要先考虑功率损失。

发送端电路的功率损失包括传导损失和开关损失。每个开关管，谐振电 容，谐振电感和ICT的导通损失分别为P_SW(i)、P_CP、P_LP以及P_ICT(i)；开关损失 由开损失和关损失P_SSW(i)组成，由于开关管具备ZVS条件，因此开损失为零。

$P_{SW}\left(i\right)=\frac{{I_i}^2{r}_{MOS}}{2},i=1,2,3$

$P_{CP}=\frac{{I_P}^2{r}_{CP}}{2}$

$P_{LP}=\frac{T_P^2{r}_{LP}}{2}---\left(8\right)$

$P_{ICT}\left(i\right)=\frac{(I_{m1\left(i\right)}^2+I_{m2\left(i\right)}^2)r_{ICT\left(i\right)}}{2},i=1,2,3$

$P_{SSW}\left(i\right)=\frac{\omega (t_r/3+t_f/2)V_I{I}_i{\mathrm{sin\theta }}_i}{2\pi },i=1,2,3,$

其中I_m1(i)和I_m2(i)为流经ICT的电流。因此总的传导损失为

$\begin{array}{c}{P}_{Pconduct}=\underset{i=1}{\overset{3}{\Sigma }}[P_{SW}\left(i\right)+P_{ICT}\left(i\right)]+P_{CP}+P_{LP}\\ =(r_{MOS}+r_{ICT})\underset{i=1}{\overset{3}{\Sigma }}{I_i}^2+\frac{{I_P}^2(r_{CP}++r_{ICT})}{2}.\end{array}---\left(9\right)$

总的开关损失为

$\begin{array}{c}{P}_{PSSW}=\underset{i=1}{\overset{3}{\Sigma }}{P}_{SSW}\left(i\right)\\ =\frac{\omega (t_r/3+t_f/2)V_I(I_1{\mathrm{sin\theta }}_1+I_2{\mathrm{sin\theta }}_2+I_3{\mathrm{sin\theta }}_3)}{2\pi },i=1,2,3\end{array}---\left(10\right)$

其中θ_i为电流滞后电压的角度，发送端所有的功率损失因此可得

P_Ploss＝P_Pconduct+P_PSSW    (11)

接收端的传导功率损失包括谐振电容损失P_CS，谐振电感损失P_LS，整流 二极管损失P_RF以及滤波电容损失P_Cf，此外还有整流二极管的前向电压损失 P_VF。

$P_{CS}=\frac{I_S^2{r}_{CS}}{2}$

$P_{LS}=\frac{I_S^2{r}_{LS}}{2}$

$P_{RF}=\frac{I_S^2}{2}\times 2R_F=I_S^2{R}_F---\left(12\right)$

$P_{Cf}=\frac{I_S^2{r}_{Cf}}{2}(\frac{{\pi }^2}{4}-1)$

$P_{VF}=2V_F\times \frac{I_S}{\sqrt{2}}=\sqrt{2}{V}_F{I}_S$

其中，r_Cf为滤波电容的等效阻抗，大约为0.02Ω；I_S为接收端谐振电 流的幅值

与分析与发送端的方法是相似的，接收端的总功率损失为

$\begin{array}{c}{P}_{s\mathrm{lo}ss}=P_{VF}+P_{RF}+P_{CS}+P_{LS}+P_{CF}\\ =\sqrt{2}{V}_F{I}_S+I_S^2{R}_F+\frac{r_{CS}{I}_S^2}{2}+\frac{r_{LS}{I}_S^2}{2}+\frac{r_{Cf}{I}_S^2}{2}(\frac{{\pi }^2}{4}-1)\\ =\sqrt{2}{V}_F{I}_S+\frac{(2R_F+r_{CS}+r_{LS}+r_{Cf}({\pi }^2/4-1\left)\right)I_S^2}{2}\end{array}---\left(14\right)$

如图4所示为三个典型的耦合系数条件下系统的功率仿真结果。

接收端的有功功率等于接收端映射到发送端的等效电阻消耗的有功功 率，表示为

其中I_P为发送端电流的幅值，为

同时，接收端所有的有功功率能够用电池充电功率和充电系统功率总损失 表示

其中分别为

联立公式(15)和(17)可得

假设

因此公式(19)能被化简为

当为0时，求得的V_I是满足(21)式的相控逆变器的最小直流输入电压值， 即

$9{\mathrm{aV}}_I^2+3{\mathrm{bV}}_I+c=0---\left(22\right)$

利用求解公式能够得出两个V_I的解，省略其中的负值，相控逆变器的直流输 入电压为

$V_I(k,V_{battery},R_{battery})=\frac{-b+\sqrt{b^2-4ac}}{6a}.---\left(23\right)$

如图5所示为在本发明实例设计参数下，相控逆变器最小直流输入电压仿真 图。从图中可以看出，较高的耦合系数和较低的电池等效阻抗情况下需要 较高的最小直流输入电压值。

根据本发明实例设计的参数，将可变参数(电池行将电阻、耦合系数) 的所有可能值进行组合，依公式(23)可计算得到每种组合参数下，逆变 器所需直流输入电压值。其最大值(本实例仿真为358V)，可作为实例参 数下的逆变逆变器最小直流输入电压值。

3.相控逆变器控制相位角与效率计算

在设定最小直流输入电压后(考虑到一定的裕量，设定为400V)，根 据公式(21)可得

由此可计算出相控逆变器的相位角为

实际上，式(24)有两个解，但是省略了负数解。如图6所示为在400V直流输 入电压和三个典型耦合系数条件下，充电电池各个充电阶段需要的相位角， 从中可以看出充电系统在耦合系数k为0.34条件下，相位角从35°至92°逐 渐增加，相位角范围始终满足相控逆变器ZVS条件。

在公式(11)和(14)以及图5中已经分析了带有相控逆变器的电动汽 车无线充电系统的功率损失。在比较相控逆变器和D类逆变器的效率之前需 要先确定D类逆变器的直流输入电压，这里假设D类逆变器为串联谐振结构， 使用频率控制方法调节输出功率。采用155V为全桥D类逆变器的直流输入电 压，275V为半桥D类逆变器的直流输入电压。如图7a和图7b所示为除了考虑 ICT功率损失之外，在所有计算功率损失情况下，半桥和全桥D类逆变器的 效率仿真结果。从中可以看出相控逆变器结构在大部分时间下(恒流与恒 功率充电期间)比D类逆变器结构具有更高的效率，而D类逆变器仅仅在充 电距离较远(即耦合系数较小)，且为半桥结构情况下，才具有较高的效率。

4.实验验证

为验证相控逆变器在电动汽车无线充电系统功率控制上的优势，本实 例还对系统进行了实验分析，制作了实验样机。通过实验分析，验证相控 逆变器在电动汽车无线充电系统中的科学性。

在本发明实例实验中，使用的充电电池为8V的深度放电铅酸电池，9个 电池串联形成一个72V的电池组，发送端线圈和接收端线圈之间的距离约为 20cm。测量的线圈互感值为7.33μH，互感系数k为0.226，发送端和接收端 的线圈电感值约为33.6μH。实验中使用了一个395.9V的直流输入电源。整 个电池充电时间分为三个部分，从开始之后的2个小时为恒流阶段，接下来 3.5小时为恒功率阶段，最后的2.5小时为恒电压阶段。在恒流阶段充电电 流为20A±0.2A；当充电功率达到1500W之后，充电功率维持在1500W±15W； 当充电电压达到86.6V之后，充电电压维持在86.6V±0.8V直到充电过程结 束，此时的充电电流减小为5.7A。图8所示为电池充电过程实验结果，运用 此结果可得到充电电池在不同充电阶段的等效阻抗。

如图9所示为在耦合系数k为0.226情况下，相控逆变器相位角的实 验结果和仿真结果比较，仿真结果是基于公式(25)而得，其中阻抗的计 算时每隔半小时测量电压和电流计算而得。图10为整个充电阶段中充电功 率示意图，从中可以看出充电功率在充电过程一开始有所上升，之后保持 在1.4kW到1.5kW，然后充电功率开始降低，这个趋势与在计算功率损失时 的仿真结果是一致的。图11所示为系统充电效率的实验结果与仿真结果对 比，两种结果误差为1％，充电效率变化规律一致。

本文中所描述的具体实施例仅仅是对本发明精神作举例说明。本发明 所属技术领域的技术人员可以对所描述的具体实施例做各种各样的修改或 补充或采用类似的方式替代，但并不会偏离本发明的精神或者超越所附权 利要求书所定义的范围。