加速等化收敛速度的接收装置与方法

摘要

本发明提供一种加速等化收敛速度的接收装置以及方法，应用于一通信装置的接收端，该通信装置包含一等化器。该接收装置包含：一滤波器，针对一接收信号进行滤波以降低其多路径效应，并输出一滤波后信号；以及一通道估测器，针对该接收信号进行通道估测并据以产生一估测结果，该估测结果用以决定自该接收信号及该滤波后信号中选择其一传送至该等化器。

说明书

技术领域

本发明有关于一种接收器，特别是关于一种根据通道估计结果预先滤波的接收器。

背景技术

在现代通信技术中，传送端与接收端都会利用双方了解的通信协定或标准，以利双方的通信。传送端所发出的信号经过传输频道或通道(channel)，由接收端所接收。由于信号在历经传输通道中，可能混入了许多干扰或杂讯，信号也在此过程中衰减，因此接收端多半都会先利用信号当中已知的导频信号(pilot signal)进行通道估测(channel estimation)。在估测出通道对信号造成甚么样的影响之后，再对所收到的信号进行等化(equalization)步骤，就能够尽量还原传送端所发出的原始信号。

请参考图1所示，其为先前技术对通道传播的一模型示意图。传送端110所发出的信号以x(n)做为表示，接收端130所接收的信号以y(n)做为表示。信号x(n)会经过通道120的扭曲与污染。

在某些情况下，通道120可能会造成比较复杂的多径(multipath)效应。所谓的多径效应是由于信号x(n)经过多条路径抵达接收端130，由于这些路径的长短不一，因此信号x(n)会先后抵达接收端130。多径效应不仅仅会造成每条路径所传输的信号x(n)强度衰减，延后抵达的信号更可能会对后续信号造成干扰。在图1中，多径效应对于信号的影响以h(n)做为表示。

除了多径效应h(n)所造成的信号扭曲之外，一般未特别遭受干扰的通道120还会接收随机的干扰。通常被称之为可加性白高斯噪讯(AWGN,Additive WhiteGaussian Noise)，在图1中以w(n)做为表示。

经过多径效应h(n)与可加性白高斯噪讯w(n)的扭曲与污染之后，接收端130所接收的信号会经过一通道估测模块132。利用通道脉冲响应(CIR,Channel ImpulseResponse)的估测，该通道估测模块会把估测出来的讯息传给一等化器134，用于补偿通道120对于信号所造成的扭曲与污染。经过该等化器134补偿过后所输出的信号，将会接近传送端110所传出的信号x(n)。

上述传统的通道估测模块132虽然可以应付多径效应，但对于经过多个路径抵达的相同强度信号，往往需要非常久的时间递回地处理，等化器134的补偿才能够收敛到可以使用的程度。

请参考图2A所示，其为某一种多径效应的一代表示意图。该图表示了传送端110所发出的一信号，经过三条路径的多径效应h(n)。该信号经过这三条路径之后，由于路径长短的差异，会分别间隔相同的时间先后抵达接收端130。而且该信号的能量平均地沿着这三条路径传播，所以每一条路径所分到的能量大约是相同的。换言之，并没有一条传送能量最高的主要路径以及其他条传送能量较低的次要路径。

请参考图2B所示，其为图2A的多径效应的一实际量测图。在图2B当中，有三个突起的能量峰值，代表信号在三个不同路径的传播时间。

一般传统的等化器134设计，例如决策反馈等化器(DFE,Decision FeedbackEqualizer)会针对所收到的信号进行反馈信号的递回处理。如果接收到的是如图2A与图2B这样的多径效应h(n)，由于没有办法判定哪一条路径是能量最多的主要路径，因此等化器134调整参数所需要的收敛时间相当久。

请参考图3所示，其为等化器134在图2A与图2B所示多径效应下的信噪比暨时间图。从收到第一条路径的信号开始，等化器便开始进行递回计算。然而没有办法判定哪一条路径是能量最多的主要路径，所以等化器得花上一秒多的时间才能使输出信号的信噪比提升到可后续利用的程度。

对于现代高速通信系统来说，如果在多径效应下必须要经过这么长的收敛时间才能够完成等化步骤，实在很难令人接受。因此，需要一种可以克服多径效应且迅速让等化器134的输出具有高信噪比的装置与方法，以便令接收端130很快地接收信号。

发明内容

根据一实施例，本发明提供一种接收装置，应用于一通信装置的接收端，该通信装置包含一等化器。该接收装置包含：一滤波器，针对一接收信号进行滤波以降低其多路径效应，并输出一滤波后信号；以及一通道估测器，针对该接收信号进行通道估测并据以产生一估测结果，该估测结果用以决定自该接收信号及该滤波后信号中选择其一传送至该等化器。

根据另一实施例，本发明提供一种接收方法，应用于一通信装置的接收端，该通信装置包含一等化器，该接收方法包含下列步骤：针对一接收信号进行一滤波以降低其多路径效应，并输出一滤波后信号；针对该接收信号进行通道估测并据以产生一估测结果；以及依据该估测结果决定自该接收信号及该滤波后信号中选择其一传送至该等化器。

为了对本发明的上述及其他方面有更佳的了解，下文特举实施例，并配合附图，作详细说明如下：

附图说明

图1为先前技术对通道传播的一模型示意图。

图2A为某一种多径效应的一代表示意图。

图2B为图2A的多径效应的一实际量测图。

图3为等化器在图2A与图2B所示多径效应下的信噪比的示意图。

图4A为根据本发明一实施例的接收端的一方块示意图。

图4B为根据本发明另一实施例的接收端的一方块示意图。

图4C为根据本发明另一实施例的接收端的一方块示意图。

图5A为根据本发明另一实施例的接收端的一方块示意图。

图5B为根据本发明另一实施例的接收端的一方块示意图。

图5C为本发明另一实施例的接收端的一方块示意图。

图6A为根据本发明更一实施例的接收端的一方块示意图。

图6B为根据本发明更一实施例的接收端的一方块示意图。

图7为根据本发明另一实施例的接收端的一方块示意图。

图8A为根据本发明一实施例的滤波器的一效果示意图。

图8B为根据本发明一实施例的滤波器的另一效果模拟图。

图9为根据本发明一实施例的等化器的信噪比的一模拟示意图。

图10为根据本发明一实施例的一接收方法的流程示意图。

图11为根据本发明另一实施例的一接收方法的流程示意图。

图12为根据本发明更一实施例的一接收方法的流程示意图。

符号说明

110          传送端

120          通道

130          接收端

132          通道估测模块

134          等化器

430          接收端

432          通道估测模块

434          等化器

436          通道估测模块

438          滤波器

440          选择器

538          可调滤波器

638-1～638-m 滤波器

738-1～738-2 滤波器

1010～1050   步骤

1130～1150   步骤

1230～1270   步骤

具体实施方式

本发明将详细描述一些实施例如下。然而，除了所揭露的实施例外，本发明亦可以广泛地运用在其他的实施例施行。本发明的范围并不受这些实施例的限定，乃以其后的申请专利范围为准。而为提供更清楚的描述即使本领域的普通技术人员能理解本发明的发明内容，图示内的各部分并没有依照其相对的尺寸与比例而绘图，某些尺寸与其他相关尺度的比例会被凸显出来而显得夸张，且不相关的细节部分亦未完全绘出，以求图示的简洁易懂。

在图1所示的模型中，等化器134所接收的数位信号受到了多径效应的影响，所以很难在短时间内收敛到信噪比较高的程度。因此，本发明的特征之一，在于对等化器134所接收的数位信号先进行滤波。特别是根据通道估测结果先进行滤波，以降低等化器134所接收数位信号中的多径效应的影响，所以等化器134就可以减少收敛信噪比的时间。透过上述的发明特征，所需的收敛时间就可以大幅度地减少。以下将透过几个实施例的叙述，说明上述的发明特征。

请参考图4A所示，其为本发明一实施例的接收端430的一方块示意图。与图1的示意图相比，图4A所示的实施例同样具有一通道估测模块432与一等化器434。与图1的先前技术不同的是，在等化器434之前具有一通道估测模块436、一滤波器438、与一选择器440。其中该选择器440可以包含两个输入信号，亦即接收端430所接收的信号y(n)以及滤波器438的输出信号z(n)。该选择器440可以根据该通道估测模块436对接收端所接收的信号y(n)所做的通道估测结果，自上述的两个输入信号y(n)与z(n)中，选择其中一个输入到等化器434与通道估测模块432。该通道估测模块436所输出的估测结果有关于多径效应的程度。

该滤波器440对信号的影响记为p(n)。在一实施例中，该滤波器的作用是用以拉大该接收信号中一第一路径信号与一第二路径信号间的能量差异。因此，当接收端430所接收的信号y(n)经过上述的滤波器438之后，对等化器434的整体通道影响会是，其中代表的是线性卷积(linear convolution)。在一实施例中，当通道估测模块436的通道估测结果表示有多径效应时，选择器440将选择输入信号z(n)，并将其输出。易言之，信号y(n)经过滤波器438，成为过滤后的信号z(n)送到等化器434时，多径效应的情况将被改善。比方说出现一个峰值较高的主要路径，使得等化器434的收敛速度加快许多。

然而，并不是每次通道120都会出现多径效应h(n)，或是多径效应并不是那么明显。在另一实施例中，当通道估测模块436的通道估测结果表示没有多径效应时，或是多径效应的程度小于一阈值时，选择器440将选择输入信号y(n)，并将其送到等化器434。在更一实施例中，比方说，如果只有两条路径，经由主要路径所传送的信号能量比次要路径的信号能量高得多，那么等化器434也可以很快地收敛其信噪比。在上述的情况中，当通道估测模块436的通道估测结果表示并不需要滤波器438的滤波，选择器440也将选择输入信号y(n)，并将其送到等化器434。

换言之，图4A的接收端430所包含的通道估测模块436负责对接收端430所接收的信号y(n)进行通道的估测。当该通道估测模块436认为多径效应h(n)达到一定程度以上时，令所接收信号y(n)透过滤波器438进行修正，得到信号z(n)后再进入等化器434。否则，令所接收信号y(n)跳过滤波器438直接进入等化器434。

请参考图4B所示，其为本发明一实施例的接收端430的一方块示意图。与图4A相比，选择器440的位置改到了滤波器438之前。根据通道估测模块436的估测结果，选择器440将输入信号y(n)选择性地输出到等化器434或滤波器438。假设估测结果认为等化器434需要滤波器438的帮忙，则选择器440会将输入信号y(n)输出到滤波器438，于是等化器434与通道估测模块432将会接收到滤波后的信号z(n)。假设估测结果认为多径效应的程度不严重，则选择器440会将输入信号y(n)直接输出到等化器434与通道估测模块432，等于是关闭了滤波器438。

请参考图4C所示，其为本发明一实施例的接收端430的一方块示意图。与图4A与图4B相比，图4C所示的接收端430可以不包含上述的选择器440。通道估测模块436将其通道估测结果传送到滤波器438。该滤波器438直接根据通道估测结果输出未经滤波的信号y(n)或是经过滤波的信号z(n)到等化器434与另一通道估测模块432。在另一范例中，该滤波器438也可以根据通道估测模块436所输出的通道估测结果将其滤波效果从p(n)调整为不进行滤波。换言之，该滤波器438所输出的结果可能为未经滤波的信号y(n)或是经过滤波的信号z(n)。

通道估测模块432则是对滤波器438滤波后的信号z(n)进行估测，或者是直接对所接收信号y(n)进行估测。此通道估测模块432的用途则与图1所示的通道估测模块132的性质与作用相当，故在此不加详述。

请参考图8A所示，其为根据本发明一实施例的滤波器的一效果示意图。在图8A当中，通道120具有的多径效应h(n)与图2A的多径效应h(n)相当。信号透过三条不同路径在通道120当中传播，信号在每条路径的传播能量都相当。

在该实施例中，滤波器438的滤波效果p(n)设定为维持前一时刻的峰值，并且削弱后一时刻的峰值。换言之，其滤波效果将用于保持具有多径效应的该数位信号当中，最先收到的一第一路的数位信号，并减弱非该第一路的数位信号。或者可以说，滤波器438的效果在于拉大该接收信号中一第一路径信号与一第二路径信号间的能量差异。因此，信号y(n)中首先到达的信号将维持其能量，稍后到达的两个路径的信号能量将会减弱。对传送端传送的信号x(n)而言，经过多径效应h(n)以及滤波效果p(n)的影响，将等同于经过整体通道的影响q(n)，最后成为信号z(n)。与未经过滤波p(n)的原始信号y(n)相比，信号z(n)虽然也是具有三个路径，但已经可以分出一个主要路径与两个次要路径。

请参考图8B所示，其为根据本发明一实施例的滤波器的另一效果模拟图。请同时参考图8A，信号x(n)经过多径效应h(n)以及滤波效果p(n)的影响，等同于经过整体通道的影响q(n)，因此其经滤波后的信号如图8B所示，呈现出一个峰值较高的主要路径与两个次要路径。

请再参考图9所示，其为根据本发明一实施例的等化器434的输出信号的信噪比暨时间图。和图3先前技术的等化器134的输出信号的信噪比暨时间图相比，很明显地可以看出等化器434在很短的时间内就收敛其信噪比。据此，根据本发明一实施例的接收端430能够很快地获得具备够高信噪比的信号，并进行后续的解译工作。

本领域的普通技术人员可以理解到，尽管本发明举出的多径效应h(n)是以三个相当能量的路径作为范例，但多径效应的形式不只有一种，具有非常多的变化。比方说，两个相当能量的路径或四个相当能量的路径，都属于多径效应。

本领域的普通技术人员也可以理解到，本发明举出的滤波器438的滤波效果p(n)不只有图8A当中的一种。比方说，除了在1us的地方削弱信号峰值以外，也可以在2us的地方削弱信号峰值。又或者是在0us的地方削弱信号峰值，在1us的地方维持信号峰值。

由于多径效应的变化是无穷的，滤波器滤波效果的变化也是无穷的，因此两者相乘之后的变化也是无穷的。针对各式各样的多径效应，接收端430可以采用多种型态的滤波器438加以应付。

请参考图5A所示，其为本发明另一实施例的一接收端430的一方块示意图。与图4A的接收端430相比，不同之处在于原先具有固定滤波效果的滤波器438换成了可变滤波效果的可调滤波器538。接收端430所接收的信号y(n)经过通道估测模块436的估测以后，可调滤波器538根据估测的结果，亦即多径效应的程度，对应地调整滤波效果p(n)。如上所述，由于多径效应与滤波效果的变化都是无穷的，且滤波效果的变化并不是本发明的重点，因此不加详述。

请参考图5B所示，其为本发明另一实施例的一接收端430的一方块示意图。与图5A的接收端430相比，不同之处在于选择器440的位置从可调滤波器538之后改到了可调滤波器538之前。与图4B的接收端430相比，不同之处在于原先具有固定滤波效果的滤波器438换成了可变滤波效果的可调滤波器538。根据通道估测模块436的估测结果，选择器440将输入信号y(n)选择性地输出到等化器434或滤波器438。假设估测结果认为等化器434需要可调滤波器538的帮忙，则选择器440会将输入信号y(n)输出到可调滤波器538，于是等化器434与通道估测模块432将会接收到滤波后的信号z(n)。假设估测结果认为多径效应的程度不严重，则选择器440会将输入信号y(n)直接输出到等化器434与通道估测模块432，等于是关闭了可调滤波器538。可调滤波器538根据估测的结果，亦即多径效应的程度，对应地调整滤波效果p(n)。

请参考图5C所示，其为本发明另一实施例的一接收端430的一方块示意图。与图4C的接收端430相比，不同之处在于原先具有固定滤波效果的滤波器438换成了可变滤波效果的可调滤波器538。接收端430所接收的信号y(n)经过通道估测模块436的估测以后，可调滤波器538根据估测的结果，对应地调整滤波效果p(n)。而图4B所示的滤波器438只有滤波效果p(n)与零滤波效果两种，除这两种以外，可调滤波器538的滤波效果p(n)是可调的。

请参考图6A所示，其为本发明更一实施例的一接收端430的一方块示意图。在图5A的实施例当中，虽然可调滤波器538可以应付较多型态的多径效应，但可调滤波器538的设计可能过于复杂，并不一定适用于每一种应用之上。因此，在图6A所示实施例当中，使用多个(如m个)滤波器638-1～638-m平行地连接到接收器430的接收端信号y(n)。这些滤波器638-1～638-m的输出端会连接到一选择器440的输入端。在本实施例中，第一个滤波器638-1的输出信号为z1(n)、第二个滤波器638-2的输出信号为z2(n)。依此类推，第m个滤波器638-m的输出信号为zm(n)。

每一个滤波器638-1～638-m的滤波性能都不相同，当通道估测模块436对接收端信号y(n)进行估测，可以估测出通道120当中的多径效应h(n)。根据估测出来的结果，可以令选择器640选择其中的一个滤波器638-1～638-m的滤波输出到等化器434与另一个通道估测模块432。

在图6A的实施例当中，这些具有固定滤波性能的滤波器638-1～638-m对于不同型态的多径效应分别有较佳的滤波效果。使得其输出信号令等化器434能够很快地收敛到信噪比可用的状态。

请参考图6B所示，其为本发明更一实施例的一接收端430的一方块示意图。与图6A所示的实施例不同之处在于，选择器440的位置从多个滤波器638-1～638-m之后改到了多个滤波器638-1～638-m之前。根据通道估测结果，选择器440可以多个滤波器638-1～638-m当中选择最适合的滤波器，将所接收信号y(n)送到该最适合的滤波器。或者是直接将所接收信号y(n)送到等化器434与通道估测模块432。

请参考图7所示，其为其为本发明另一实施例的一接收端430的一方块示意图。与图6的平行接法相比，图7实施例的多个滤波器738-1～738-2使用串接的方式。这些滤波器738-1～738-2的滤波性能可以不相同，也可以相同。滤波器738-1的输出连接到选择器640的一输入端，以及另一滤波器738-2的输入端。而滤波器738-2的输出连接到选择器640的另一输入端。

换言之，选择器640的三个输入端分别是接收端430所接收的信号y(n)、滤波器738-1的滤波结果z1(n)、以及滤波器738-1与滤波器738-2线性卷积之后的滤波结果z2(n)。与图6相同，当通道估测模块436对接收端信号y(n)进行估测，可以估测出通道120当中的多径效应h(n)。根据估测出来的结果，可以令选择器640选择其中的一个输入端输出到等化器434与另一个通道估测模块432。虽然在图7中只示出两个串接的滤波器738-1与738-2，但本发明并不限定串接的滤波器数量。

综合图5A至图7的实施例，接收端430可以使用单一个固定滤波效果的滤波器，也可以使用单一个可调滤波效果的滤波器或者使用多个滤波器。当接收端430使用多个滤波器时，这些滤波器可以是平行地接收信号y(n)，或者是串接后接收信号y(n)，抑或者是平行且串接地接收信号y(n)。后续接收多个滤波器输出的选择器，则根据通道估测模块436所估测的通道状况，特别是多径效应h(n)的状况，选择适当的滤波器，以利后续的等化器434很快地收敛其输出的信噪比到可用的程度。

本领域的普通技术人员可以理解到，这些实施例可以支持本发明的重要特征之一。也就是对等化器所接收的数位信号先进行滤波。特别是根据通道估测结果先进行滤波，使得等化器所接收数位信号中的多径效应的影响不像原本数位信号的那么大，所以等化器就可以减少收敛其输出的信噪比的时间。透过上述的发明特征，所需的收敛时间就可以大幅度地减少。

请参考图10所示，其为根据本发明一实施例的一接收方法的流程示意图。本图所揭示的接收方法，可以适用于接收端。本领域的普通技术人员可以参照图4A所示的实施例。首先在步骤1010，接收一数位信号。这里所指的数位信号，可以是图4A所示的信号y(n)。接着，在步骤1020当中，对所接收的数位信号进行通道估测，估测在通道中是否有经过多径效应的扭曲。

然后根据步骤1020所估测出来的结果，在判断步骤1030当中，判断该通道是否满足第一估测情境。这里所指的第一估测情境，指的可以是某一类型的多径效应。如果步骤1030判断通道确实满足第一估测情境，则接收方法前进到步骤1040。在该步骤1040当中，根据第一估测情境对所接收的数位信号进行第一滤波步骤。当进行完第一滤波步骤之后的输出，会接着进行等化步骤1050。据此，等化步骤1050可以较快地收敛出信噪比较高的输出信号。假设步骤1030判断该通道不满足第一估测情境，则接收方法前进到等化步骤1050。让该步骤1050直接对所接收的数位信号进行等化。

在本实施例的一实施范例中，上述的第一估测情境并不是单指某一类型的多径效应情境，指的是某些类型的多径效应情境。当步骤1020估测出通道为这些类型的多径效应情境，则步骤1040利用可调效果的第一滤波步骤来对应这些类别的多径效应情境。本领域的普通技术人员可以参照图5所示的实施例。

请参考图11所示，其为本发明另一实施例的一接收方法的流程示意图。本领域的普通技术人员可以参照图6A所示的实施例。与图10所示的实施例相比较，当步骤1020对通道进行估测之后，前进到步骤1130。判断该通道满足何种估测情境。假设满足第一估测情境，则接收方法前进到步骤1140，针对所接收的信号进行第一滤波步骤。假设该通道满足第二估测情境，则接收方法前进到步骤1150。针对所接收的信号进行第二滤波步骤。

本领域的普通技术人员可以理解到，在图11所示的实施例当中，步骤1140与步骤1150的滤波效果是不同的，其对应到不同的估测情境。另外，步骤1140与步骤1150也可以同时进行，然后在步骤1050中选择某一步骤1140或1150的滤波输出进行等化。同样地，假设步骤1130判断出通道不满足第一与第二估测情境，则可以同图10所示的实施例一般，等化步骤1050直接对所接收的数位信号进行等化。

请参考图12所示，其为本发明另一实施例的一接收方法的流程示意图。本领域的普通技术人员可以参照图7所示的实施例。与图11所示的接收方法相比，图12所示实施例的不同处在于，除了在满足第一估测情境下进行第一滤波步骤1240、满足第二估测情境下进行第二滤波步骤1250之外。假设通道满足第三估测情境下，则可以先进行第三滤波步骤1260。接着，第四滤波步骤1270再针对第三滤波步骤1260的输出进行再一次的滤波。经过两次滤波之后的输出信号再送到等化步骤1050进行等化。

在图12所示的实施例中，第三滤波步骤1260可以等于第一滤波步骤1240，第四滤波步骤1270可以等于第二滤波步骤1250，换言之，可以利用两个滤波效果的滤波步骤，满足三种不同的估测情境。假设有三种不同滤波效果的滤波步骤A、B、C，则可以对应到通道估测出的a情境、b情境、c情境、ab情境、bc情境、ac情境、以及abc情境。本领域普通技术人员可以轻易推知，使用各种滤波效果的滤波步骤的平行与串接，能够应对许多不同的通道估测情境。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并非用以限定本发明的申请专利范围。凡其他为符合本发明所揭示的精神下所完成的等效改变或修饰，均应该包含在权利要求书申请的利范围之内。