可编程全差分增益自举跨导放大器

摘要

本发明提供了一种可编程全差分增益自举跨导放大器，包括：前置预放大电路，放大差分输入信号，输出预放大后的差分输入信号；后级套筒式增益自举放大电路，放大所述前置预放大电路的输出信号，形成差分输出信号；带宽编程电路，用于根据外部输入的编程控制信号，调节前置预放大电路的带宽和后级套筒式增益自举放大电路的带宽；输出共模反馈电路，用于根据所述差分输出信号，向后级套筒式增益自举放大电路输入共模反馈信号，而使得后级套筒增益自举放大器输出共模电平在预定范围内的差分输出信号；前置预放大电路的放大倍数小于后级套筒式增益自举放大电路的放大倍数。本发明可以实现带宽增大并且具有编程调控带宽大小功能。

说明书

技术领域

本发明涉及一种可编程全差分跨导放大器，具体涉及一种具有带宽可编程 功能的全差分增益自举跨导放大器。

背景技术

跨导放大器是将输入差分电压信号转换成电流信号，对电容负载进行充放 电来实现输入到输出电压方法的功能模块。放大器作为流水线A/D（模/数） 转换器的重要构成单元，其性能对流水线A/D转换器有着重要的影响。随着 流水线A/D转换器向高速高精度方向发展，对其内部子电路，特别是放大器 的增益和带宽要求越来越高。在流水线A/D转换器的MDAC（乘法数模转换 器）中，内部的多个比较器需要把该级输入模拟电压信号转化成后续电路所需 的逻辑电平，再通过D/A（数/模）转换器将逻辑电平信号转换成模拟电压信 号，最终通过放大器的放大功能实现减法运算得到余差信号供给后级流水线继 续处理。一般情况下，放大器的闭环带宽决定其输出信号的建立速度，而这也 限制了整个流水线A/D转换器的速度。

现有的放大器结构包括：单级套筒/折叠放大器，两级密勒补偿放大器和 单级增益自举放大器。其中，单级套筒/折叠放大器开环增益不够大，难以达 到流水线精度要求；而两级密勒补偿放大器中，有相当一部分功耗用来做频率 补偿，在功耗利用效率上较低；所以一般采用单级增益自举放大器来实现高增 益。

但现有的单级增益自举放大器技术至少存在如下问题：单级增益自举放大 器的带宽较小，不能满足当下高速模数转换器结构对放大器速度的要求；而且 一般单级增益自举放大器只具有固定带宽，对于复杂的应用环境和工艺、温度、 电源偏差，难以满足不同的速度和稳定性要求；同时，单级增益自举放大器还 存在输入范围较小，输入寄生电容较大等会恶化数据转换器性能的缺点；这些 问题限制了CMOS（Complementary Metal Oxide Semiconductor），互补金属氧 化物半导体）单级增益自举放大器在高速高精度模数转换器中的应用。

发明内容

本发明提供了一种可编程全差分增益自举跨导放大器，在保证高增益的同 时，可以实现带宽增大并且具有编程调控带宽大小功能。

与现有技术相比，本发明提供了一种可编程全差分增益自举跨导放大器， 包括：

前置预放大电路，用于放大差分输入信号，输出预放大后的差分输入信号；

后级套筒式增益自举放大电路，用于放大所述前置预放大电路的输出信 号，形成差分输出信号；

带宽编程电路，用于根据外部输入的编程控制信号，调节所述前置预放大 电路的带宽和所述后级套筒式增益自举放大电路的带宽；

输出共模反馈电路，用于根据所述差分输出信号，向所述后级套筒式增益 自举放大电路输入共模反馈信号，而使得所述后级套筒增益自举放大器输出共 模电平在预定范围内的差分输出信号；

所述前置预放大电路的放大倍数小于所述后级套筒式增益自举放大电路 的放大倍数。

实施时，所述前置预放大电路的正相输出端与所述后级套筒式增益自举放 大电路的正相输入端相连；所述前置预放大电路的反相输出端与所述后级套筒 式增益自举放大电路的反相输入端相连；

所述后级套筒式增益自举放大电路的正相输出端与正相信号负载以及所 述输出共模反馈电路的正相输出检测端连接；所述后级套筒式增益自举放大电 路的反相输出端与反相信号负载以及所述输出共模反馈电路的反相输出检测 端连接；

所述输出共模反馈电路的输出共模反馈信号与所述后级套筒式增益自举 放大电路的共模反馈点连接；

全差分输入信号的正相输入信号输入所述的前置预放大电路的正相输入 端，全差分输入信号的反相输入信号输入所述的前置预放大电路的反相输入 端。

实施时，所述前置预放大电路和所述后级套筒式增益自举放大电路为全差 分结构。

实施时，所述前置预放大电路包括：

偏置电流源，用于提供偏置电流；

正输入晶体管，栅极接入正输入电压，源极通过所述偏置电流源接地，漏 极通过正可变负载网络与驱动电源的高电平输出端连接，源极为所述前置预放 大电路的反相输出端；

负输入晶体管，栅极接入负输入电压，源极通过所述偏置电流源接地，漏 极通过负可变负载网络与驱动电源的高电平输出端连接，源极为所述前置预放 大电路的正相输出端；

所述正可变负载网络的增益和所述负可变负载网络的增益受所述模拟编 程控制信号控制。

实施时，所述正可变负载网络包括多个并联的负载电路；

所述负可变负载网络包括多个并联的负载电路；

每一该负载电路包括依次串联的无源电阻和负载晶体管。

实施时，所述后级套筒式增益自举放大电路包括：

第一后级输入晶体管，栅极与所述前置预放大电路的正相输出端连接，源 极通过第二偏置电流源接地，漏极通过第一增益自举反馈放大电路与所述后级 套筒式增益自举放大电路的反相输出端连接；

第二后级输入晶体管，栅极与所述前置预放大电路的反相输出端连接，源 极通过第三偏置电流源接地，漏极通过第二增益自举反馈放大电路与所述后级 套筒式增益自举放大电路的正相输出端连接；

所述第一后级输入晶体管的漏极和所述第二后级输入晶体管的漏极之间 连接有由所述带宽编程电路控制的可变电阻；

所述后级套筒式增益自举放大电路的反相输出端，通过依次连接的第三增 益自举反馈放大电路与第一负载偏置电流源，和驱动电源的高电平输出端连 接；

所述后级套筒式增益自举放大电路的正相输出端，通过依次连接的第四增 益自举反馈放大电路与第二负载偏置电流源，和驱动电源的高电平输出端连 接。

实施时，所述第一增益自举反馈放大电路包括第一增益自举NMOS晶体 管和第一增益自举辅助放大器；

所述第二增益自举反馈放大电路包括第二增益自举NMOS晶体管和第二 增益自举辅助放大器；

所述第一增益自举辅助放大器，输入端与所述第一增益自举NMOS晶体 管的源极连接，输出端与第一增益自举NMOS晶体管的栅极连接；

所述第二增益自举辅助放大器，输入端与所述第二增益自举NMOS晶体 管的源极连接，输出端与第二增益自举NMOS晶体管的栅极连接；

所述第一增益自举NMOS晶体管和所述第二增益自举NMOS晶体管为共 栅管。

实施时，所述第三增益自举反馈放大电路包括第一增益自举PMOS管和 第三增益自举辅助放大器；

所述第四增益自举反馈放大电路包括第二增益自举PMOS管和第四增益 自举辅助放大器；

第三增益自举辅助放大器，输入端与第一增益自举PMOS管的源极连接， 输出端与第一增益自举PMOS管的栅极连接；

第四增益自举辅助放大器，输入端与第二增益自举PMOS管的源极连接， 输出端与第二增益自举PMOS管的栅极连接；

所述第一增益自举PMOS管和所述第二增益自举PMOS管为共栅管。

实施时，所述第一增益自举反馈放大电路、所述第二增益自举反馈放大电 路、所述第三增益自举反馈放大电路和所述第四增益自举反馈放大电路分别包 括依次连接的源跟随器和共源级的单级放大器；

所述源跟随器用于将输入信号进行电平移位；

所述共源级的单级放大器用于放大电平移位后的输入信号并输出。

实施时，所述输出共模反馈电路包括时序控制的开关电容网络；

所述开关电容网络，在复位时被刷新，并用于根据所述差分输出信号，向 所述后级套筒式增益自举放大电路输入共模反馈信号，而使得所述后级套筒增 益自举放大器输出共模电平在预定范围内的差分输出信号。

与现有技术相比，本发明所述的可编程全差分增益自举跨导放大器，具有 带宽可编程功能，通过在前置预放大电路和后级套筒式增益自举放大电路中采 用带宽调整技术和带宽可变编程电路，在保证高增益的同时，可以实现带宽增 大并且具有编程调控带宽大小功能，以实现可编程全差分增益自举跨导放大器 在不同的应用环境下达到不同的稳定性和速度性能；同时增大可编程全差分增 益自举跨导放大器输入范围，并减小可编程全差分增益自举跨导放大器的输入 寄生电容来改善可编程全差分增益自举跨导放大器性能，能够很好的满足高精 度模数转换器设计的需求。

附图说明

图1是本发明实施例所述的可编程全差分增益自举跨导放大器的结构框 图；

图2是本发明实施例所述的可编程全差分增益自举跨导放大器的前置预 放大电路的具体实施例的电路图；

图3是本发明实施例所述的可编程全差分增益自举跨导放大器的后级套 筒式增益自举放大电路的具体实施例的电路图；

图3A是本发明实施例所述的可编程全差分增益自举跨导放大器的后级套 筒式增益自举放大电路的可变电阻R5的具体实施例的电路图；

图4A是本发明实施例所述的可编程全差分增益自举跨导放大器的后级套 筒式增益自举放大电路的所述的第三增益自举反馈放大电路P1的具体实施例 的电路图；

图4B是本发明实施例所述的可编程全差分增益自举跨导放大器的后级套 筒式增益自举放大电路的所述的第一增益自举反馈放大电路N1的具体实施例 的电路图；

图5A是本发明实施例所述的可编程全差分增益自举跨导放大器的带宽编 程电路的选择器的示意图；

图5B是本发明实施例所述的可编程全差分增益自举跨导放大器的带宽编 程电路的带宽编程单元的电路图；

图5C是本发明实施例所述的可编程全差分增益自举跨导放大器的带宽编 程电路的带宽编程单元的第一参考电流源521的电路图；

图6是本发明实施例所述的可编程全差分增益自举跨导放大器的输出共 模反馈电路的电路图；

图6A是第一时钟信号CLK和第二时钟信号CLKB的时序图。

具体实施方式

为使得本发明的目的、技术方案和优点表达得更加清楚明白，下面结合附 图及具体实施例对本发明再做进一步详细的说明。

本发明的具体实施的方式不仅限于下面的描述，现结合附图加以进一步的 说明。

本发明提供了一种应用于高速高精度流水线A/D（模/数）转换器的具有 带宽可编程功能的全差分增益自举跨导放大器，在不同应用环境下可以实现带 宽增大并且具有编程调控带宽大小的功能。

本发明所述的可编程全差分增益自举跨导放大器在保证高增益的同时，可 以实现带宽增大并且具有编程调控带宽大小功能，以实现放大器不同的稳定性 和速度性能；同时增大放大器输入范围，并减小放大器的输入寄生电容来改善 放大器性能。

如图1所示，本发明实施例所述的可编程全差分增益自举跨导放大器，包 括前置预放大电路11、后级套筒式增益自举放大电路12、带宽编程电路13和 输出共模反馈电路14，其中，

所述前置预放大电路11，用于放大差分输入信号，输出与放大后的差分 输入信号，以增大可编程全差分增益自举跨导放大器的带宽；

所述后级套筒式增益自举放大电路12，用于放大所述前置预放大电路11 的输出信号，形成差分输出信号，以增大可编程全差分增益自举跨导放大器的 增益；

所述前置预放大电路11的放大倍数小于所述后级套筒式增益自举放大电 路12的放大倍数；

所述带宽编程电路13，用于根据外部输入的编程控制信号，调节所述前 置预放大电路11的带宽和所述后级套筒式增益自举放大电路12的带宽，以实 现带宽编程功能；

所述输出共模反馈电路14，用于根据所述差分输出信号，向所述后级套 筒式增益自举放大电路12输入共模反馈信号，而使得所述后级套筒增益自举 放大器12输出共模电平在预定范围内的差分输出信号，使得可编程全差分编 程放大器工作时不会因为工艺匹配问题造成输出共模电平偏差太大，保证可编 程全差分编程放大器能够正常工作。

优选的，所述前置预放大电路11采用较小的增益来预放大差分输入信号， 所述带宽编程电路13调节下的前置预放大电路13的增益为1.9和2.7，使得 对所述后级套筒式增益自举放大电路12的带宽提高，从而提升了可编程全差 分增益自举跨导放大器的带宽，能够很好的满足高速高精度模数转换器设计的 要求。

根据一种具体实施方式，所述前置预放大电路的正相输出端与所述后级套 筒式增益自举放大电路的正相输入端相连；所述前置预放大电路的反相输出端 与所述后级套筒式增益自举放大电路的反相输入端相连；

所述后级套筒式增益自举放大电路的正相输出端与所述可编程全差分增 益自举跨导放大器要驱动的正相信号负载以及所述输出共模反馈电路的正相 输出检测端连接；所述的后级套筒式增益自举放大电路的反相输出端与所述可 编程全差分增益自举跨导放大器要驱动的反相信号负载以及所述输出共模反 馈电路的反相输出检测端连接；

所述输出共模反馈电路的输出共模反馈信号与所述后级套筒式增益自举 放大电路的共模反馈点连接；

所述的带宽编程电路将外部输入的数字控制信号转化为模拟信号，从而控 制所述的前置预放大电路的可变负载网络和后级套筒式增益自举放大电路的 可变电阻，来实现整体放大器的带宽编程；

全差分输入信号的正相输入信号输入所述的前置预放大电路的正相输入 端，全差分输入信号的反相输入信号输入所述的前置预放大电路的反相输入 端。

如图2所示，根据一种具体实施方式，所述前置预放大电路包括：

第一偏置电流源21，用于提供偏置电流；

正输入晶体管MN1，栅极接入正输入电压Vip，源极通过所述偏置电流源 21接地端GND，漏极通过正可变负载网络221与驱动电源的高电平输出端 VDD连接，源极为所述前置预放大电路的反相输出端VN；

负输入晶体管MN2，栅极接入负输入电压Vin，源极通过所述偏置电流源 21接地端GND，漏极通过负可变负载网络222与驱动电源的高电平输出端 VDD连接，源极为所述前置预放大电路的正相输出端VP；

所述正可变负载网络221的增益和所述负可变负载网络222的增益受模拟 编程控制信号控制；

所述正可变负载网络221包括多个并联的负载电路；

所述负可变负载网络222包括多个并联的负载电路；

每一该负载电路包括依次串联的无源电阻和负载晶体管；

所述无源电阻与所述负载晶体管串联，以增加输出阻抗，增大了所述前置 预放大电路的增益，进而增大了可编程全差分增益自举跨导放大器的带宽；

所述可变负载网络22能有效大幅度改变所述前置预放大电路21的增益， 从而实现可编程全差分增益自举跨导放大器的带宽粗调功能。

在图2中，Vb1是第一偏置信号，Vb2是第二偏置信号。

具体的，如图2所示，所述偏置电流源21采用第一偏置电流NMOS （N-Mental-Oxide-Semiconductor，N型金属-氧化物-半导体）管MN3；

MN3，栅极接入第二偏置信号Vb2，源极接地端GND，漏极分别与所述 正输入晶体管MN1的漏极和所述负输入晶体管MN2的漏极连接；

所述正输入晶体管MN1和所述负输入晶体管MN2为NMOS晶体管；

所述负可变负载网络222包括第一无源电阻R1、第一负载NMOS晶体管 MN4、第二无源电阻R2和第二负载NMOS晶体管MN5，其中，

R1，一端与所述前置预放大电路的正相输出端VP连接，另一端与MN4 的源极连接；

MN4，栅极接入第一模拟编程控制信号Vcon1，漏极与驱动电源的高电平 输出端VDD连接；

R2，一端与所述前置预放大电路的正相输出端VP连接，另一端与MN5 的源极连接；

MN5，栅极接入第一偏置信号Vb1，漏极与驱动电源的高电平输出端VDD 连接；

所述正可变负载网络221包括第三无源电阻R3、第三负载NMOS晶体管 MN6、第四无源电阻R4和第四负载NMOS晶体管MN7，其中，

R3，一端与所述前置预放大电路的负相输出端VN连接，另一端与MN6 的源极连接；

MN6，栅极接入第一偏置信号Vb1，漏极与驱动电源的高电平输出端VDD 连接；

R2，一端与所述前置预放大电路的正相输出端VP连接，另一端与MN7 的源极连接；

MN7，栅极接入第一模拟编程控制信号Vcon1，漏极与驱动电源的高电平 输出端VDD连接；

R1、R2、R3、R4是所述前置预放大电路的负载通路上的串联电阻，采用 无源电阻提高编程控制对可变负载网络的控制精度；

当第一模拟编程控制信号Vcon1受外部编程控制变为Vb1时，前置预放 大电路增益为1.9，当第一模拟编程控制信号Vcon1受外部编程控制变为0时， 前置预放大电路增益为2.7，使得可编程全差分增益自举跨导放大器带宽调节 范围较大，实现对可编程全差分增益自举跨导放大器的带宽粗调功能。

所述后级套筒式增益自举放大电路实现较大的增益，进一步放大所述前置 预放大电路的输出信号，其开环增益典型值优选为50000左右，较大的开环增 益保证了放大器在闭环工作情况下的闭环精度，满足了对于放大器在高精度应 用下的要求。

如图3所示，所述后级套筒式增益自举放大电路包括：

第一后级输入晶体管MN8，栅极与所述前置预放大电路的正相输出端VP 连接，源极通过第二偏置电流源31接地端GND，漏极通过第一增益自举反馈 放大电路32与所述后级套筒式增益自举放大电路的反相输出端Voutn连接；

第二后级输入晶体管MN9，栅极与所述前置预放大电路的反相输出端VN 连接，源极通过第三偏置电流源33接地端GND，漏极通过第二增益自举反馈 放大电路34与所述后级套筒式增益自举放大电路的正相输出端Voutp连接；

所述第一后级输入晶体管MN8的源极和所述第二后级输入晶体管MN9 的源极之间连接有由所述带宽编程电路控制的可变电阻R5，R5可以对所述后 级套筒式增益自举放大电路的带宽进行小幅改变，从而实现对所述可编程全差 分增益自举跨导放大器的带宽微调功能；

所述后级套筒式增益自举放大电路的反相输出端Voutn，通过依次连接的 第三增益自举反馈放大电路35与第一负载偏置电流源36，和驱动电源的高电 平输出端VDD连接；

所述后级套筒式增益自举放大电路的正相输出端Voutp，通过依次连接的 第四增益自举反馈放大电路37与第二负载偏置电流源38，和驱动电源的高电 平输出端VDD连接。

具体的，如图3所示，第一后级输入晶体管MN8为NMOS晶体管，第二 后级输入晶体管MN9为NMOS晶体管；

所述第二偏置电流源31可以采用第二偏置电流NMOS晶体管MN10；

所述第三偏置电流源33可以采用第三偏置电流NMOS晶体管MN11；

所述第一增益自举反馈放大电路32包括第一增益自举NMOS晶体管 MN12和第一增益自举辅助放大器N1；

所述第二增益自举反馈放大电路34包括第二增益自举NMOS晶体管 MN13和第二增益自举辅助放大器N2；

N1的输入端与MN12的源极连接，N1的输出端与MN12的栅极连接；

N2的输入端与MN13的源极连接，N2的输出端与MN13的栅极连接；

所述第一增益自举辅助放大器N1和所述第二增益自举辅助放大器N2分 别包括依次连接的源跟随器和共源级的单级放大器，将输入信号通过所述源跟 随器进行电平移位，再通过所述共源级的单级放大器放大信号产生输出，进而 可以再不损失所述可编程全差分增益自举跨导放大器的输出范围的情况下显 著增大所述后级套筒式增益自举放大电路的增益；

MN12和MN13为共栅管，N1和N2是结构完全相同的增益自举辅助放 大器；MN12和N1构成了增益自举反馈回路，MN13和N2构成了增益自举 反馈回路，增大了负载反馈，能有效增加所述后级套筒式增益自举放大电路的 增益；

所述第三增益自举反馈放大电路35包括第一增益自举PMOS （P-Mental-Oxide-Semiconductor，P型金属-氧化物-半导体）管MP1和第三增 益自举辅助放大器P1；

所述第四增益自举反馈放大电路37包括第二增益自举PMOS管MP2和 第四增益自举辅助放大器P2；

P1的输入端与MP1的源极连接，P1的输出端与MP1的栅极连接；

P2的输入端与MP2的源极连接，P2的输出端与MP2的栅极连接；

所述第三增益自举辅助放大器P1和所述第三增益自举辅助放大器P2分 别包括依次连接的源跟随器和共源级的单级放大器，将输入信号通过所述源跟 随器进行电平移位，再通过所述共源级的单级放大器放大信号产生输出，进而 可以再不损失所述可编程全差分增益自举跨导放大器的输出范围的情况下显 著增大所述后级套筒式增益自举放大电路的增益；

所述第一负载偏置电流源36可以采用第一偏置电流PMOS管MP3，所述 第二负载偏置电流源38可以采用第二偏置电流PMOS管MP4；

MP3和MP4是所述后级套筒式增益自举放大电路的负载偏置电流源，提 供了输出共模反馈点，用于构成输出共模反馈环路，从而实现了输出共模反馈 功能，稳定了所述可编程全差分增益自举跨导放大器的输出共模电平，保证所 述可编程全差分增益自举跨导放大器正常工作；

MN10，栅极接入第二偏置信号Vb2，源极接地端GND，漏极与MN8的 源极连接；

MN8，栅极与所述前置预放大电路的正相输出端VP连接，漏极与MN12 的源极连接；

MN12，漏极与所述后级套筒式增益自举放大电路的反相输出端Voutn连 接；

MP1，漏极与所述后级套筒式增益自举放大电路的反相输出端Voutn连接， 源极与MP3的漏极连接；

MP3，栅极接入输出共模反馈信号CMFB，源极与驱动电源的高电平输出 端VDD连接；

MN11，栅极接入第二偏置信号Vb2，源极接地端GND，漏极与MN9的 源极连接；

MN9，栅极与所述前置预放大电路的反相输出端VN连接，漏极与MN13 的源极连接；

MN13，漏极与所述后级套筒式增益自举放大电路的正相输出端Voutp连 接；

MP2，漏极与所述后级套筒式增益自举放大电路的正相输出端Voutp连接， 源极与MP4的漏极连接；

MP4，栅极接入共模反馈控制电压CMFB，源极与驱动电源的高电平输出 端VDD连接；

具体的，所述后级套筒式增益自举放大电路的反相输出端Voutn通过反相 信号负载CL1接地端GND，所述后级套筒式增益自举放大电路的正相输出端 Voutp通过正相信号负载CL2接地端GND，反相信号负载CL1和正相信号负载CL2 决定了所述可编程全差分增益自举跨导放大器的驱动能力，典型情况下电容值 为12pF（皮法）；

R5是带宽编程电路控制的可变电阻，如图3A所示，R5可以采用工作在 线性区的NMOS晶体管MN14，其可以看成一个可变的有源电阻，第二模拟 编程控制信号Vcon2用于控制MN14栅端电压的大小；当Vcon2较大时，MN14 构成的导通电阻较小，退化电阻较小，所述后级套筒式增益自举放大电路的带 宽退化较小，所述后级套筒式增益自举放大电路的带宽微小提升，当Vcon2 较小时，MN14构成的导通电阻较大，退化电阻较大，所述后级套筒式增益自 举放大电路的带宽退化较大，所述后级套筒式增益自举放大电路的带宽微小降 低，对所述可编程全差分增益自举跨导放大器带宽调节范围较小，实现对所述 可编程全差分增益自举跨导放大器的带宽微调功能。

如图4A所示，所述的第三增益自举反馈放大电路P1的结构和第四增益 自举反馈放大电路P2的结构完全相同，只以第三增益自举反馈放大电路P1 为例；

第三增益自举反馈放大电路P1包括第一反馈放大NMOS晶体管MN15、 第二反馈放大NMOS晶体管MN16、第三反馈放大NMOS晶体管MN17、第 四反馈放大NMOS晶体管MN18和第一反馈放大PMOS晶体管MP5，其中，

MN15是第一增益自举反馈放大电路的输入管，采用源跟随器来实现电平 位移，保证了第一增益自举反馈放大电路的输入范围不会影响套筒式主放大器 的输出范围，提高了后级套筒式增益自举放大电路的输出摆幅；

MN16、MN17是第三增益自举反馈放大电路的偏置电流源；

MN18是共栅管，提高了第三增益自举反馈放大电路的增益；

MP5是第三增益自举反馈放大电路的放大管，采用共源级结构实现较大 增益；

如图4B所示，所述的第一增益自举反馈放大电路N1的结构和第二增益 自举反馈放大电路N2的结构完全相同，只以第一增益自举反馈放大电路N1 为例；

第一增益自举反馈放大电路N1包括第五反馈放大NMOS晶体管MN19、 第二反馈放大PMOS晶体管MP6、第三反馈放大PMOS晶体管MP7、第四反 馈放大PMOS晶体管MP8和第五反馈放大PMOS晶体管MP9其中，

MP9是第三增益自举反馈放大电路的输入管，采用源跟随器来实现电平 位移，保证了第三增益自举反馈放大电路的输入范围不会影响套筒式主放大器 的输出范围，提高了后级套筒式增益自举放大电路的输出摆幅；

MP6、MP7是第一增益自举反馈放大电路的偏置电流源；

MP8是共栅管，提高了第一增益自举反馈放大电路的增益；

MN19是第一增益自举反馈放大电路的放大管，采用共源级结构实现较大 增益；

所述的带宽编程电路通过外部输入数字编程控制信号，来选择输出编程控 制信号来控制上述的可变负载网络和可变电阻，从而分别实现对所述可编程全 差分增益自举跨导放大器的带宽粗调和微调的编程功能，使得所述可编程全差 分增益自举跨导放大器在不同速度和稳定性要求下都能较好工作。

在图4A和图4B中，Vin为输入端，Vout为输出端，Vb2为第二偏置信 号，Vb3为第三偏置信号，Vb4为第四偏置信号，Vb5为第五偏置信号。

如图5A、图5B所示，所述带宽编程电路包括选择器51和带宽编程单元；

所述带宽编程单元包括输出电流为Iref的第一参考电流源521、输出电流 为Iref的第二参考电流源522、输出电流为2Iref的第三参考电流源523、输出 电流为4Iref的第四参考电流源524、输出电流为8Iref的第五参考电流源525、 第一编程控制开关S1、第二编程控制开关S2、第三编程控制开关S3、第四编 程控制开关S4、第五无源电阻S5、第五无源负载R6和编程负载NMOS管 MN20，其中，

所述选择器51，分别接入第一偏置信号Vb1、第一模拟编程控制信号 Vcon1、第一数字编程控制信号D0和接地端GND，根据第一数字编程控制信 号D0来选择将Vb1或者GND接入Vcon1，来调节所述前置预放大电路的负 载网络，实现带宽编程的粗调功能；

输出电流为Iref的第一参考电流源521、输出电流为Iref的第二参考电流 源522、输出电流为2Iref的第三参考电流源523、输出电流为4Iref的第四参 考电流源524、输出电流为8Iref的第五参考电流源525，分别产生偏置电流给 阻性负载用来产生模拟调节信号；Iref是参考电流值；

第一编程控制开关S1、第二编程控制开关S2、第三编程控制开关S3、第 四编程控制开关S4分别受第二数字编程控制信号D1、第三数字编程控制信号 D2、第四数字编程控制信号D3、第五数字编程控制信号D4控制选通情况， 用来决定接入多大的参考电流，调节范围是Iref至16倍Iref；

R6和MN20是编程网络选通电流源的阻性负载，根据流入负载的电流大 小用来产生相应的第二模拟编程控制信号Vcon2；

每个参考电流源接入不同数目的单位参考电流源，五个参考电流源一共接 入十六个单位参考电流源；

第一数字编程控制信号D0、第二数字编程控制信号D1、第三数字编程控 制信号D2、第四数字编程控制信号D3和第五数字编程控制信号D4由外部输 入确定，确定了所述前置预放大电路的增益大小，以及所述后级套筒式增益自 举放大电路的退化电阻大小；典型情况下，由第一数字编程控制信号D0首先 决定所述前置预放大电路的增益实现粗调，其次在具体情况下，由第二数字编 程控制信号D1、第三数字编程控制信号D2、第四数字编程控制信号D3和第 五数字编程控制信号D4控制接入参考电流源的个数来产生第二模拟编程控制 信号Vcon2，具体的，Vcon2为微调电压信号，从而实现退化电阻对所述可编 程全差分增益自举跨导放大器带宽的微调。

如图5C所示，所述第一参考电流源521包括由第一参考电流PMOS晶体 管MP10和第二参考电流PMOS晶体管MP11构成，产生一个偏置电流给阻性 负载用来产生一个模拟调节信号，MP10的栅极接入Vb3，MP11的栅极接入 Vb5，MP10的源极与驱动电源的高电平输出端VDD连接，Iout为所述第一参 考电流源521的输出电流。

根据一种具体实施方式，所述的输出共模反馈电路包括时序控制的开关电 容网络，在所述可编程全差分增益自举跨导放大器复位时刷新开关电容网络， 然后在可编程全差分增益自举跨导放大器正常工作时所述开关电容网络对输 出共模进行调节，保证输出共模电平偏置在合适位置，从而实现可编程全差分 增益自举跨导放大器工作正常。

如图6所示，所述输出共模反馈电路包括第五时钟控制开关S5、第六时 钟控制开关S6、第七时钟控制开关S7、第八时钟控制开关S8、第九时钟控制 开关S9、第十时钟控制开关S10、第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3、 第四电容C4，其中，

第一电容C1的上极板，通过第五时钟控制开关S5接入理想共模电平 Vcm，并且通过第八时钟控制开关S8与所述后级套筒式增益自举放大电路的 正相输出端Voutp相连；

第一电容C1的下极板，与第二电容C2的上极板相连，并通过第六时钟 控制开关S6接入第三偏置信号Vb3，通过第九时钟控制开关S9接入输出共模 反馈信号CMFB；

第二电容C2的下极板通过第七时钟控制开关S7接入理想共模电平Vcm， 并且通过第十时钟控制开关S10与所述后级套筒式增益自举放大电路的反相 输出端Voutn连接；

第三电容C3的上极板与所述后级套筒式增益自举放大电路的正相输出端 Voutp相连;

第三电容C3的下极板与第四电容C4的上极板以及输出共模反馈信号 CMFB相连；

第四电容C4的下极板与所述后级套筒式增益自举放大电路的反相输出端 Voutn相连；

第五时钟控制开关S5、第六时钟控制开关S6和第七时钟控制开关S7由 第一时钟信号CLK控制，第八时钟控制开关S8、第九时钟控制开关S9和第 十时钟控制开关S10由第二时钟信号CLKB控制，第一时钟信号CLK和第二 时钟信号CLKB分别表示所述可编程全差分增益自举跨导放大器工作的时钟 信号和所述可编程全差分增益自举跨导放大器复位的时钟，实现了所述可编程 全差分增益自举跨导放大器工作时输出共模反馈稳定，所述可编程全差分增益 自举跨导放大器复位时刷新开关电容网络；

如图6A所示，CLK为高电平时所述可编程全差分增益自举跨导放大器工 作，CLKB为高电平时所述可编程全差分增益自举跨导放大器复位，CLK和 CLKB相位相反；

C3和C4是检测电容，用来检测所述后级套筒式增益自举放大电路的正相 输出端Voutp和所述后级套筒式增益自举放大电路的反相输出端Voutn的共模 电平，并产生一个共模反馈信号CMFB接入后级套筒式增益自举放大电路的 共模反馈点从而对所述可编程全差分增益自举跨导放大器输出共模进行调节， 使其偏置在合适电平；

C1和C2是刷新电容，在CLK为高电平时，即所述可编程全差分增益自 举跨导放大器工作时，被理想共模电平Vcm和第三偏置信号Vb3充电，在 CLKB为高电平时，即所述可编程全差分增益自举跨导放大器复位时，对C3 和C4进行刷新充电，使其在下一个时钟周期能够继续进行共模反馈功能。

本发明所述的可编程全差分增益自举跨导放大器，具有带宽可编程功能， 通过在前置预放大电路和后级套筒式增益自举放大电路中采用带宽调整技术 和带宽可变编程电路，在保证高增益的同时，可以实现带宽增大并且具有编程 调控带宽大小功能，以实现可编程全差分增益自举跨导放大器在不同的应用环 境下达到不同的稳定性和速度性能；同时增大可编程全差分增益自举跨导放大 器输入范围，并减小可编程全差分增益自举跨导放大器的输入寄生电容来改善 可编程全差分增益自举跨导放大器性能，能够很好的满足高精度模数转换器设 计的需求。

以上说明对本发明而言只是说明性的，而非限制性的，本领域普通技术 人员理解，在不脱离所附权利要求所限定的精神和范围的情况下，可做出许多 修改、变化或等效，但都将落入本发明的保护范围内。