能够抑制一个压电元件的残余振动的控制装置

摘要

本发明提供一种能够抑制一个压电元件的残余振动的控制装置。该控制装置包含一电容性储能元件及一开关单元。该控制装置可操作于一非工作模式，在该非工作模式下，该开关单元受控制进行切换，以使该压电元件对该电容性储能元件进行充电及放电中的至少一者，并将该电容性储能元件的电压提供给该压电元件，以抑制该压电元件的残余振动。该电容性储能元件具有一容值，该容值足以使得在该非工作模式下，该电容性储能元件的电压实质上追随该压电元件的残余振动幅度的变化，并在该压电元件的残余振动结束后降至实质上为零。

说明书

技术领域

本发明涉及一种控制技术，特别是涉及一种能够抑制一压电 (piezoelectric)元件的残余振动的控制装置。

背景技术

倒车雷达设备通常是以一个黏贴有一压电元件的铝壳来实现。当一 驱动信号传入倒车雷达设备，压电元件会因压电效应转换出一控制力， 来引导铝壳产生振动并发出一超音波信号。倘若装设有倒车雷达设备的 车辆快触及一障碍物，倒车雷达设备会收到障碍物因超音波信号所反射 的一回波信号，借以估测车辆和障碍物间的距离，来适时地提醒驾驶人。 不过，驱动信号停止后，压电元件和铝壳仍会有残余的机械振动(也就 是残响)，当倒车雷达与障碍物间距离过近时，此残余的机械振动信号会 与回波信号相重叠，造成倒车雷达设备无法准确地感测回波信号的位置 而失去估测距离的功能。为了缩短倒车雷达设备可估测的最小距离，必 须抑制压电元件残余的机械振动。

参阅图1与图2，一种能够抑制一压电元件1的残余振动的控制装置 包含一驱动电路2、一残响控制电路3及一切换电路4。控制装置可操作 于一工作模式及一非工作模式。在工作模式下，切换电路4将驱动电路2 电连接到压电元件1，驱动电路2输出一提供弦波形状电流的驱动信号来 驱使压电元件1产生振动。在非工作模式下，切换电路4将残响控制电 路11电连接到压电元件1，残响控制电路3抑制压电元件1的残余振动。 压电元件1在残余振动期间，由于压电效应会流出内电流，此内电流仍 保持弦波形状，只是幅值相形较小。

以往的残响控制电路3包括一直流电源31及一开关单元32。直流电 源31提供一直流参考电压。开关单元32包括四个开关321～324。在非工 作模式下，当压电元件1的电流为正(也就是从压电元件1电连接到开 关321、322间的一共同点的一第一端往压电元件1电连接到开关323、 324间的一共同点的一第二端流动)时，开关单元32受控制使得开关321、 323导通、开关322、324不导通，从而直流电源31对压电元件1提供一 个相当于正直流参考电压的电压，而当压电元件1的电流为负(也就是 从压电元件1的第二端往压电元件1的第一端流动)时，开关单元32受 控制使得开关322、324导通、开关321、323不导通，从而直流电源31 对压电元件1提供一个相当于负直流参考电压的电压，如此一来，压电 元件1的电流和电压同相，导致每个周期的消散能量最大化，所以能抑 制压电元件1的残余振动。

虽然以往的残响控制电路3在非工作模式的初期确实能抑制压电元 件1的残余振动，但是当压电元件1的振动幅度降至很小时，直流电源 31的能量却可能透过开关单元32来干扰压电元件1的振动收敛，甚至导 致压电元件1的振动又再度变大。

另外，Y.P.Liu等人于2009年4月发表的“Velocity-Controlled  Piezoelectric Switching Energy Harvesting Device”论文中披露了一种能够 从一压电元件撷取能量的能量撷取装置。此能量撷取装置利用一容值相 当大的电容性储能元件来储存撷取到的能量。

发明内容

本发明的目的是在提供一种能够抑制一个压电元件的残余振动的控 制装置，可以使压电元件的残余振动顺利收敛到实质上静止。

本发明能够抑制一个压电元件的残余振动的控制装置包含一电容性 储能元件及一开关单元。该压电元件应用于具有一等效质量块的一系统。 该开关单元电连接到该电容性储能元件，及适用于电连接到该压电元件。 该控制装置可操作于一非工作模式，在该非工作模式下，该开关单元受 控制进行切换，以使该压电元件对该电容性储能元件进行充电及放电中 的至少一者，并将该电容性储能元件的电压提供给该压电元件，以抑制 该压电元件的残余振动。该电容性储能元件具有一容值，该容值足以使 得在该非工作模式下，该电容性储能元件的电压实质上追随该压电元件 的残余振动幅度的变化，并在该压电元件的残余振动结束后降至实质上 为零。该电容性储能元件的电压符合下式：

$V_{\mathrm{DC}}\le \frac{\pi }{4n}\frac{F_M}{\sin \left(\mathrm{\pi d}\right)},$

其中，V_DC是该电容性储能元件的电压，n是该系统的力电耦合系数， F_M是该等效质量块所受的外力在共振频率下的幅度，d是该开关单元的 工作周期。

本发明的有益效果在于：借由使用该电容性储能元件来取代一直流 电源，当该压电元件的振动幅度降至很小时，该电容性储能元件的电压 也跟着降至很小，因此该电容性储能元件的能量不会透过该开关单元来 干扰该压电元件的振动收敛，使得该压电元件的残余振动能顺利收敛到 实质上静止。

附图说明

图1是一方块图，说明一种能够抑制一个压电元件的残余振动的控 制装置；

图2是一电路图，说明以往的一种运用于图1的控制装置的残响控 制电路；

图3是一电路图，说明本发明能够抑制一个压电元件的残余振动的 控制装置的第一优选实施例的一残响控制电路；

图4是一波形图，说明压电元件的电流及第一优选实施例的一开关 单元的状态；

图5是一波形图，说明第一优选实施例的一电容性储能元件的电压；

图6是一电路图，说明本发明能够抑制一个压电元件的残余振动的 控制装置的第二优选实施例；

图7是一波形图，说明第二优选实施例的一供电单元与一开关单元 的状态及压电元件的电流；

图8是一波形图，说明第二优选实施例的一电容性储能元件的电压。

具体实施方式

下面结合附图及实施例对本发明进行详细说明：

第一优选实施例

参阅图1与图3，本发明够抑制一个压电元件1的残余振动的控制装 置的第一优选实施例包括一驱动电路2、一残响控制电路3及一切换电路 4。控制装置可操作于一工作模式及一非工作模式。在工作模式下，切换 电路4将驱动电路2电连接到压电元件1，驱动电路2输出一提供弦波形 状电流的驱动信号来驱使压电元件1产生振动。在非工作模式下，切换 电路4将残响控制电路3电连接到压电元件1，残响控制电路3抑制压电 元件1的残余振动。压电元件1在残余振动期间，由于压电效应会流出 内电流，此内电流仍保持弦波形状，只是幅值相形较小。

压电元件1具有一第一端及一第二端。残响控制电路3包括一电容 性储能元件33、一开关单元34、一个二极管35、一电阻36、一电感37、 一电流侦测器38及一控制单元39。电容性储能元件33具有一第一端及 一第二端，且在本实施例中是一电容。开关单元34包括依序串联成环型 的一第一开关341、一第二开关342、一第三开关343及一第四开关344。 第一与第四开关341、344间的一共同点透过二极管35电连接到电容性 储能元件33的第一端。二极管35能建立从第一与第四开关341、344间 的共同点到电容性储能元件33的第一端的一电流路径，也就是二极管35 具有一电连接到第一与第四开关341、344间的共同点的阳极，及一电连 接到电容性储能元件33的第一端的阴极。第二与第三开关342、343间 的一共同点电连接到电容性储能元件33的第二端。第一与第二开关341、 342间的一共同点依序透过电感37、电流侦测器38及切换电路4电连接 到压电元件1的第一端。第三与第四开关343、344间的一共同点透过切 换电路4电连接到压电元件1的第二端。电阻36与电容性储能元件33 并联。控制单元39电连接到开关单元34及电流感测器38。

参阅图3与图4，在图4中，波形81说明压电元件1(见图1)的电 流，波形82说明第一与第三开关341、343的状态，波形83说明第二与 第四开关342、344的状态，在波形82、83中，高准位表示导通，低准 位表示不导通。在非工作模式下，电流感测器38侦测压电元件1的电流， 控制单元39控制开关单元34，在压电元件1的电流为正(也就是从压电 元件1的第一端往压电元件1的第二端流动)时，使第一与第三开关341、 343导通、第二与第四开关342、344不导通，而在压电元件1的电流为 负(也就是从压电元件1的第二端往压电元件1的第一端流动)时，使 第二与第四开关342、344导通、第一与第三开关341、343不导通，因 此，开关单元34受控制进行切换(也就是第一与第二开关341、342交 替导通，第三与第四开关343、344交替导通，且第一与第三开关341、 343同时导通)，以使压电元件1对电容性储能元件33进行充电，并在压 电元件1的电压为正时，对压电元件1提供一个相当于正的电容性储能 元件33电压的电压，而在压电元件1的电压为负时，对压电元件1提供 一个相当于负的电容性储能元件33电压的电压，以抑制压电元件1的残 余振动。

优选地，在非工作模式下，控制单元39控制开关单元34，使第一与 第二开关341、342的导通期间相隔一短暂的预设时间T(为了容易了解， 图4中放大了T)、第三与第四开关343、344的导通期间相隔预设时间T， 预设时间T足够让电感37将压电元件1充电到一预设电压，如此一来， 可以降低因开关单元34切换而引起的切换损失。

参阅图3与图5，波形84说明电容性储能元件33的电压。值得注意 的是，残响控制电路3与Y.P.Liu等人于2009年4月发表的 “Velocity-Controlled Piezoelectric Switching Energy Harvesting Device”论 文中所披露的能够从一压电元件撷取能量的能量撷取装置相似，不同的 地方在于残响控制电路3的电容性储能元件33的容值足够小，使得在非 工作模式下，借由压电元件1对电容性储能元件33的充电及电阻36对 电容性储能元件33的放电，电容性储能元件33的电压实质上追随压电 元件1的残余振动幅度的变化(也就是在压电元件1的残余振动幅度大 时，电容性储能元件33所能撷取到的能量较大，使得其电压也跟着较大， 而在压电元件1的残余振动幅度小时，电容性储能元件33所能撷取到的 能量较小，其电压也跟着较小)，并在压电元件1的残余振动结束后降至 实质上为零。Y.P.Liu等人所披露的能量撷取装置则因利用了容值相当大 的电容性储能元件而不具备这样的特性。

参阅图1与图3，压电元件1应用于具有一等效质量块(图未示)的 一系统(图未示)，压电元件1的单模统御方程式(single-mode governing  equation)如下所示：

$M\stackrel{··}{u}+D\stackrel{·}{u}+\mathrm{Ku}=f-{\mathrm{nv}}_p,$式(1)

其中，u是等效质量块的位移(displacement)，M是等效质量块的质 量(mass)，D是系统的等效机械阻尼(mechanical damping)，K是系统 的等效韧度(stiffness)，f是等效质量块所受的外力，n是系统的力电耦 合系数(electro-mechanical ratio)，v_p是压电元件1的电压。

在短路状态下(也就是v_p＝0)，压电元件1的动态在频域中的表示如 下所示：

$\frac{u}{f}{|}_{\mathrm{short}}=\frac{1}{K-M{\omega }^2+\mathrm{jD\omega }},$式(2)

${\omega }_r=\sqrt{\frac{K}{M}},$式(3)

$U_M^{\mathrm{short}}=\frac{F_M}{\mathrm{D\omega }},$式(4)

其中，ω是角频率，ω_r是共振角频率，是压电元件1的位移在 共振频率下的幅度、F_M是压电元件1所受的外力在共振频率下的幅度。

在非工作模式下，压电元件1的电压由电容性储能元件33及开关单 元34决定。根据傅利叶理论，压电元件1的一阶谐波电压如下所示：

$v_p=\frac{4}{\pi }{V}_{\mathrm{DC}}\sin \left(\mathrm{\pi d}\right)\mathrm{signe}\left(\stackrel{·}{x}\right),$式(5)

其中，V_DC是电容性储能元件33的电压，d是开关单元34的开关 341～344的工作周期(duty cycle)，是反应压电元件1的电流变化 的信号函数。

将式(5)代入式(1)，压电元件1的动态在频域中的表示如下所示：

$(K-M{\omega }^2)u+\mathrm{jD\omega u}=f-\mathrm{jn}\frac{4}{\pi }{V}_{\mathrm{DC}}\sin \left(\mathrm{\pi d}\right),$式(6)

$U_M=\frac{F_M-n\frac{4}{\pi }{V}_{\mathrm{DC}}\sin \left(\mathrm{\pi d}\right)}{\mathrm{D\omega }},$式(7)

其中，U_M是压电元件1的位移在共振频率下的振幅。

比较式(7)与式(4)，压电元件1的位移的理论衰减如下所示：

$A=20{\log }_{10}(1-n\frac{4}{\pi }\frac{V_{\mathrm{DC}}}{F_M}\sin \left(\mathrm{\pi d}\right)).$式(8)

根据式(8)，当下式成立时，压电元件1的残余振动能被抑制，否则， 压电元件1的残余振动会受到激励：

$V_{\mathrm{DC}}=\frac{\pi }{4n}\frac{F_M}{\sin \left(\mathrm{\pi d}\right)}.$式(9)

由于电容性储能元件33的电压实质上追随压电元件1的残余振动幅 度的变化，因此优选地电容性储能元件33的电压的最大值能符合式(9)， 且愈接近上限抑制效果愈好，且电容性储能元件33的容值可以根据下式 来推算：

$V_{\mathrm{DC}}=\frac{1}{C}\int I\left(t\right)\mathrm{dt},$式(10)

其中，C是电容性储能元件33的容值，I(t)是电容性储能元件33的 电流。

优选地，电容性储能元件33的容值不超过压电元件1的等效电路的 静态电容的容值的1/10。优选地，电容性储能元件33的容值落在 1pF～10μF的范围内。

举例来说，在本实施例应用于抑制悬臂梁(cantilever beam)系统的 压电元件的残余振动的情况下，电容性储能元件33的容值约为μF等级， 且不以此为限，随悬臂梁系统的参数及压电元件的尺寸而定。

参阅图2与图3，与以往的残响控制电路3相比，本实施例的残响控 制电路3借由使用容值小的电容性储能元件33来取代直流电源31，当压 电元件1的振动幅度降至很小时，电容性储能元件33的电压也跟着降至 很小，因此电容性储能元件33的能量不会透过开关单元34来干扰压电 元件1的振动收敛，使得压电元件1的残余振动能顺利收敛到实质上静 止，确实能达成本发明的目的。

第二优选实施例

参阅图6，本发明够抑制一个压电元件5的残余振动的控制装置的第 二优选实施例包含一电容性储能元件61、一开关单元62、一供电单元63、 一变压器64及一控制单元65。

压电元件5具有一第一端及一第二端。电容性储能元件61具有一第 一端及一第二端，且在本实施例中是一电容。开关单元62包括依序串联 成环型的一第一开关621、一第二开关622、一第三开关623及一第四开 关624。第一与第四开关621、624间的一共同点电连接到电容性储能元 件61的第一端。第二与第三开关622、623间的一共同点电连接到电容 性储能元件61的第二端。第一与第二开关621、622间的一共同点及第 三与第四开关623、624间的一共同点透过变压器64分别电连接到压电 元件5的第一端及第二端。供电单元63包括一电感631、一个二极管632 及一开关633。电感631具有一电连接到电容性储能元件61的第一端的 第一端，及一第二端。二极管632具有一电连接到电容性储能元件61的 第二端及一外部直流电源7的负端的阳极，及一电连接到电感631的第 二端的阴极。开关633电连接在电感631的第二端及外部直流电源7的 正端间。控制单元65电连接到开关单元62及供电单元63。

参阅图6与图7，在图6中，波形91说明开关633的状态，波形92 说明第一与第三开关621、623的状态，波形93说明第二与第四开关622、 624的状态，波形94说明压电元件5的电流，在波形91～93中，高准位 表示导通，低准位表示不导通。控制装置可操作于一工作模式及一非工 作模式。在工作模式下，控制单元65控制开关单元62及供电单元63， 使得开关633导通，第一与第二开关621、622交替导通，第三与第四开 关623、624交替导通，且第一与第三开关621、623同时导通，此时， 供电单元63自该电感631的第一端提供一直流电压给电容性储能元件 (也就是对电容性储能元件61充电)，开关单元62输出一振幅与该电容 性储能元件61的电压相等的驱动信号，此驱动信号经变压器64放大后 用于驱使压电元件5产生振动，在第一与第三开关621、623导通时，压 电元件5的电流为负(也就是从压电元件5的第二端往压电元件5的第 一端流动)，而在第二与第四开关622、624导通时，压电元件5的电流 为正(也就是从压电元件5的第一端往压电元件5的第二端流动)。

在非工作模式下，控制单元65控制开关单元62及供电单元63，使 得开关633不导通，第一与第二开关621、622交替导通，第三与第四开 关623、624交替导通，第一与第三开关621、623同时导通，且在非工 作模式下第一与第二开关621、622交替导通的相位与在工作模式下第一 与第二开关621、622交替导通的相位实质上相差180度，导致供电单元 63停止自该电感631的第一端提供直流电压给电容性储能元件61(也就 是停止对电容性储能元件61充电)，开关单元62在第一与第三开关621、 623导通时，对变压器64提供一个相当于正的电容性储能元件61电压的 电压(此时压电元件5的电流为正)，而在第二与第四开关622、624导 通时，对变压器64提供一个相当于负的电容性储能元件61电压的电压 (此时压电元件5的电流为负)，变压器64放大接收到的电压后提供给 压电元件5，以抑制压电元件5的残余振动。

在本实施例中，变压器64可以被省略，在这种情况下，开关单元62 的第一与第二开关621、622间的共同点及第三与第四开关623、624间 的共同点适用于分别电连接到压电元件5的第一端及第二端。

参阅图6与图8，波形85说明电容性储能元件61的电压。值得注意 的是，电容性储能元件61具有一容值，该容值足以使得在工作模式下， 电容性储能元件61被供电单元63预充电，而在非工作模式下，借由压 电元件1对电容性储能元件61的放电，电容性储能元件61的电压实质 上追随压电元件5的残余振动振幅的变化，并在压电元件5的残余振动 结束后降至实质上为零，如此一来，可以避免压电元件5的振动收敛受 到干扰，使得压电元件5的残余振动能顺利收敛到实质上静止。

由于电容性储能元件61的电压实质上追随压电元件5的残余振动幅 度的变化，因此优选地电容性储能元件61的电压的最大值能符合式(9)， 且愈接近上限抑制效果愈好，且电容性储能元件61的容值可以根据式(10) 来推算。优选地，电容性储能元件61的容值不超过压电元件5的等效电 路的静态电容的容值的1/10。优选地，电容性储能元件61的容值落在 1pF～10μF的范围内。