具有SIC双极结型晶体管整流元件的整流器

摘要

整流电路可以包括输入电路以及第一和第二碳化硅(SiC)双极结型晶体管(BJT)。输入电路被配置为通过生成第一对相反极性的AC信号和第二对相反极性的AC信号来响应于交流(AC)输入信号。第一对AC信号具有比第二对AC信号大的电压范围。第一和第二SiCBJT中的每一个均包括连接成接收第二对相反极性的AC信号中不同的一个的输入端、连接成接收第一对相反极性的AC信号中不同的一个的基极端、以及连接到整流电路的整流信号输出节点的输出端。输入电路进一步被配置为通过第一和第二对相反极性的AC信号来控制第一和第二SiC BJT，以在AC输入信号的第一半周期期间正向偏置第一SiC BJT而反向偏置第二SiC BJT，以及在AC输入信号的第二半周期期间反向偏置第二SiC BJT而正向偏置第二SiC BJT。

说明书

美国政府的利益声明

根据陆军研究实验室合同No.W911NF-04-2-0022，本发明在政府 的支持下完成。政府具有本发明的某些权利。

技术领域

本发明涉及功率转换，且更具体地，涉及将交流电转换为直流电 的整流电路。

背景技术

全波整流电路将交流电(AC)转换为直流电(DC)。一些整流 电路包括一对二极管，所述一对二极管被配置成通过响应于AC输入 信号的正半周期和负半周期以彼此互补的方式交替导通而用作整流 元件。这种全波整流电路的效率可被使二极管导通的阈值正向电压 (大约0.3V)所限制。对于低电压应用，二极管的阈值正向电压可能 导致不可接受的效率损失。

一些全波整流电路还包括MOSFET晶体管，其横跨多个二极管 连接，以帮助AC输入信号的整流。尽管MOSFET可以减少通过整流 器的正向导通损耗，但附加的MOSFET电路的复杂性和成本可能是不 可接受的。此外，当以硅实现时，二极管和MOSFET将被限制在对于 一些应用不可接受的温度范围(例如，大约175℃以下)。

发明内容

在本发明的一些实施例中，整流电路包括碳化硅(SiC)双极结 型晶体管(BJT)电路，该双极结型晶体管(BJT)电路具有连接到整 流电路的整流信号输出节点的输出。该SiC BJT电路可以包括一个或 多个SiC BJT。输入电路被连接到SiC BJT电路的输入，被配置为通 过在交流(AC)输入信号的第一半周期期间正向偏置SiC BJT电路来 响应于AC输入信号而在AC输入信号的第二半周期期间反向偏置SiC BJT电路，以在AC输入信号的至少第一半周期期间生成通过整流信 号输出节点的整流输出信号。

在另一些实施例中，输入电路被配置为通过生成第一对相反极性 的AC信号和第二对相反极性的AC信号来响应于AC输入信号。第 一对AC信号具有比第二对AC信号大的电压范围。SiC BJT电路包括 第一和第二SiC BJT，第一和第二SiC BJT中的每一个均包括连接成 接收第二对相反极性的AC信号中不同的一个的输入端、连接成接收 第一对相反极性的AC信号中不同的一个的基极端、以及连接到整流 电路的整流信号输出节点的输出端。输入电路进一步被配置为通过第 一和第二对相反极性的AC信号来控制第一和第二SiC BJT，以在AC 输入信号的第一半周期期间正向偏置第一SiC BJT而反向偏置第二 SiC BJT，并在AC输入信号的第二半周期期间反向偏置第二SiC BJT 而正向偏置第二SiC BJT。因此，整流电路可在整流器信号输出节点 处提供AC输入信号的全波整流。

在本发明的一些其他的实施例中，整流电路包括第一和第二SiC BJT以及第一、第二和第三变压器。第一和第二SiC BJT均包括输入 端、基极端和输出端。第一变压器通过生成一对相反极性的AC信号 来响应于AC输入信号。第一和第二SiC BJT的输入端被连接，以接 收来自第一变压器的相反极性的AC信号中不同的一个。第二变压器 通过生成第一SiC BJT的基极端和输入端两端的电压来响应于来自第 一SiC BJT的输出端的信号。第三变压器通过生成第二SiC BJT的基 极端和输入端两端的电压来响应于来自第二SiC BJT的输出端的信 号。第一和第二SiC BJT的输出端通过第一和第二变压器被连接到整 流电路的整流信号输出节点。

在本发明的一些其他的实施例中，整流电路包括第一和第二SiC BJT以及第一、第二和第三变压器。第一和第二SiC BJT均包括输入 端、基极端和输出端。第一变压器通过生成第一对相反极性的AC信 号和第二对相反极性的AC信号来响应于AC输入信号。第一对AC 信号具有比第二对AC信号大的电压范围。第一和第二SiC BJT的输 入端被连接，以接收第二对相反极性的AC信号中不同的一个。第一 和第二SiC BJT的基极端被连接，以接收第一对相反极性的AC信号 中不同的一个。第二变压器通过生成第一SiC BJT的基极端和输入端 两端的电压来响应于来自第一SiC BJT的输出端的信号。第三变压器 通过生成第二SiC BJT的基极端和输入端两端的电压来响应于来自第 二SiC BJT的输出端的信号。第一和第二SiC BJT的输出端通过第一 和第二变压器被连接到整流电路的整流信号输出节点。

附图说明

附图示出了本发明的特定实施例(一个或多个)，其被包括以提 供对本发明的进一步理解，并被结合在本申请中并构成本申请的一部 分。在附图中：

图1是根据本发明的一些实施例的将碳化硅双极结型晶体管用作 整流元件的全波整流电路的示意图；

图2是根据本发明的一些实施例的将碳化硅双极结型晶体管用作 整流元件并且进一步包括脉宽调制控制的全波整流电路的示意图；

图3是根据本发明的一些实施例的将碳化硅双极结型晶体管用作 整流元件的全波整流电路的示意图；

图4是根据本发明的一些实施例的将碳化硅双极结型晶体管用作 整流元件并且进一步包括脉宽调制控制的全波整流电路的示意图；

图5是根据本发明的一些实施例的将碳化硅双极结型晶体管用作 整流元件的全波整流电路的示意图；

图6是图1的全波整流电路的示例性半波部分的示意图；以及

图7是根据一些实施例的图6的电路的测得的整流输出信号的曲 线图。

具体实施方式

将在下文中参照附图更全面地描述本发明的实施例，附图中示出 了本发明的实施例。然而，本发明可以以许多不同方式来实现，其不 应被解释为限定于下文中所论述的实施例。相反，提供这些实施例是 为了使得本公开更透彻和完整，以及向本领域技术人员全面地表达本 发明的范围。通篇中，相同的参考标号表示相同的元件。

应当理解，尽管术语第一、第二等可在此处用来描述各种元件， 但这些元件不应被这些术语限定。这些术语仅用来将一个元件与另一 个元件相区分。例如，第一元件可以被称作第二元件，并且类似地， 第二元件可以被称作第一元件，而不背离本发明的范围。如文中所使 用的，术语“和/或”包括相关列出项中的一个或多个的任一和全部组 合。

文中所使用的术语的目的仅在于描述特定实施例而非意在限制 本发明。如文中所使用的，单数形式的“一”和“该”意在也包括复 数形式，除非上下文中另外明确指出。还应当理解，术语“包括”和 /或“包含”在文中使用时，表明所声明的特征、整体、步骤、操作、 元件和/或部件的存在，但不排除一个或多个其他特征、整体、步骤、 操作、元件、部件和/或其组的存在或添加。

除非另有限定，否则文中所使用的所有术语(包括技术和科学术 语)具有与本发明所属领域的普通技术人员所普遍理解的含义相同的 含义。还应当理解，文中所使用的术语应被解读为具有与本说明书和 相关领域的背景下的含义一致的含义，而不应在理想化或过于形式的 意义上来解读，除非在文中明确地进行了这样的限定。

应当理解，当元件被称作“连接”或“耦合”到另一元件时，其 可以被直接连接或耦合到该另一元件，或者可以存在中间元件 (intervening element)。相反，当元件被称为“直接连接”或“直接 耦合”到另一元件时，则不存在中间元件。

参考被特征化为具有诸如n型或p型的导电类型的半导体层和/ 或区域来描述本发明的一些实施例，所述导电类型是指所述层和/或区 域中的主要载流子浓度。因此，n型材料具有带负电荷的电子的主要 平衡浓度，而p型材料具有带正电荷的空穴的主要平衡浓度。

从使用碳化硅(SiC)双极结型晶体管(BJT)作为整流元件来构 建全波整流电路这一实现可以产生本发明的多种实施例，与将Si肖特 基二极管或Si MOSFET作为整流元件的全波整流电路相比，本发明 可以显著改善电路在整流低压AC信号时的效率、降低电路的复杂程 度和/或可以实现更高温度的运行。

图1是根据本发明的一些实施例的将SiC BJT用作整流元件的全 波整流电路100的示意图。参照图1，整流电路100包括输入电路110 和一对SiC BJT 120(Q1)和130(Q2)。示例性的SiC BJT 120和 130为NPN型晶体管，SiC BJT 120和130均在SiC衬底中形成有P 掺杂基区和相邻的N掺杂集电和发射区。SiC BJT 120和130进一步 包括连接到基区的基极端122、连接到集电区的集电极端124、以及 连接到发射区的发射极端126。

尽管在NPN型SiC BJT 120和130整流元件的背景下描述了各种 实施例，但本发明不限于此，因为其他实施例可以使用在SiC衬底中 具有N掺杂基区以及P掺杂集电和发射区的PNP型SiC BJT来配置。

输入电路110可以包括变压器T1，变压器T1包括连接成接收 AC输入信号140的输入初级绕组118a和具有第一对分接节点112、 第二对分接节点114以及中心分接节点116的输出次级绕组118b。响 应于施加到输入初级绕组118a的AC输入信号140，输出次级绕组 118b在第一对分接节点112与中心分接节点116之间生成一对相反极 性的AC信号(例如，相位彼此相差180°)，并在第二对分接节点 114与中心分接节点116之间生成另一对相反极性的AC信号。第一 分接节点112与中心分接节点116之间的AC信号具有比第二分接节 点114与中心分接节点116之间的AC信号大的电压范围。

输出次级绕组118b的第一对分接节点112可以被配置为生成第 一对AC信号，该第一对AC信号相对中心分接节点116的电压具有 大约相等的电压范围，并且输出次级绕组118b的第二对分接节点114 可以被配置为生成第二对AC信号，该第二对AC信号相对中心分接 节点116的电压具有大约相等的电压范围。

对于SiC BJT 120，集电极端124被连接成接收来自第二对分接 节点114中的一个的AC信号，基极端122通过电阻器R1连接成接 收来自第一对分接节点112中的一个的AC信号，以及发射极端126 被连接到全波整流电路100的整流信号输出节点150。对于另一个SiC BJT 130，集电极端124被连接成接收来自第二对分接节点114中的另 一个的AC信号，基极端122通过电阻器R2连接成接收来自第一对 分接节点112中的另一个的AC信号，以及发射极端126被连接到整 流信号输出节点150。中心分接节点116连接到返回整流信号节点 152。

电阻器R1和R2的电阻值以及第一和第二对分接节点112和114 在输出次级绕组118b内的位置被选择成在AC输入信号140的第一半 周期期间正向偏置SiC BJT 120以在整流信号输出节点150处生成正 电压，同时反向偏置另一个SiC BJT 130，并在AC输入信号140的第 二半周期期间反向偏置SiC BJT 120而正向偏置另一个SiC BJT 130， 以在整流信号输出节点150处生成正电压。

此外，第一和第二对分接节点112和114的位置以及电阻器R1 和R2可以被配置为在AC输入信号140的第一半周期的大部分期间 使SiC BJT 120饱和，同时反向偏置另一个SiC BJT 130，以及在AC 输入信号140的第二半周期的大部分期间反向偏置SiC BJT 120，同时 使另一个SiC BJT 130饱和。例如，变压器T1可以在AC输入信号的 周期期间生成在-5V至+5V的范围内的基极至发射极电压，以交替地 使SiC BJT 120和130饱和并然后反向偏置SiC BJT 120和130。

例如，在AC输入信号140的一个半周期期间，变压器T1的分 接节点112和114提供正电压，以正向偏置SiC BJT 120的集电极-基 极结。电阻器R1限制进入SiC BJT 120的基极122中的电流。可以通 过在集电极-基极结和发射极-基极结上的正向偏置的组合来降低或最 小化SiC BJT 120的集电极至发射极电压。该偏置迫使SiC BJT 120进 入硬饱和，从而降低或最小化SiC BJT 120的集电极至发射极电压。 在AC输入信号140的这个半周期期间，变压器T1的分接节点112 和114为SiC BJT 130的发射极-基极结和集电极-基极结提供强的负偏 置，从而迫使其深度截止。相反地，在AC输入信号140的第二半周 期期间，变压器T1的分接节点112和114逆转该过程，使SiC BJT 130 被驱动至硬饱和而使SiC BJT 120深度截止。

因此，全波整流电路100整流AC输入信号140，从而生成已整 流的(例如，DC)信号，该已整流的信号通过整流信号输出节点150 (例如，+DC)输出，并通过返回整流信号节点152(例如，-DC)接 收回来。全波整流电路100可以被包括作为电源的一部分，以将横跨 节点150和152的DC信号提供给外部负载，例如提供给需要DC信 号来工作的电子电路。由于整流电路100将SiC BJT 120和130用作 整流器元件，因此与使用Si肖特基二极管和/或Si MOSFET的传统整 流电路相比，其可以提供更高效的信号整流，可以使用更少的电路元 件，和/或可以实现在更高的温度的运行。因为SiC BJT 120和130是 利用分接节点112和114之间的电压差被偏置的，因此整流电路100 可以特别适于生成低电流整流信号。

图2是另一全波整流电路200的示意图，其可与对于图1的整流 电路100所示的类似，但与之相比，全波整流电路200包括脉宽调制 控制电路210a和210b。脉宽调制(PWM)控制电路210a和210b通 过调节SiC BJT 120被正向偏置(并且可以被驱动成饱和状态)而另 一个SiC BJT 130被反向偏置时的第一模式与SiC BJT 120被反向偏置 而另一个SiC BJT 130被正向偏置(并且可以被驱动成饱和状态)时 的第二模式之间的占空比(duty cycle)来响应于占空比控制信号212。 PWM控制电路210a和210b被连接成响应于占空比控制信号212来 控制SiC BJT 120和130的从基极到集电极的偏置。可以通过在控制 SiC BJT 120和130在第一模式和第二模式之间切换之前等待来自变 压器(T1)的AC信号(例如，信号112或114)达到在其中所限定 的一个或多个阈值而由PWM控制电路210a和210b来控制SiC BJT 120和130的占空比。

尽管在图2中为了图示方便示出了单独的PWM控制电路210a 和210b，但应当理解，它们的功能可以组合到单个元件中，或者扩展 在不止两个电路元件上。

图3示出了根据本发明一些实施例的将SiC BJT用作整流元件的 另一全波整流电路300的示意图。参照图3，整流电路300包括一对 SiC BJT 320(Q1)和330(Q2)以及可以包括三个变压器T1、T2和 T3的输入电路310。示例性的SiC BJT 320和330为NPN型晶体管， SiC BJT 320和330均在SiC衬底中形成有P掺杂基区和相邻的N掺 杂集电区和发射区。SiC BJT 320和330均包括连接到基区的基极端 322、连接到集电区的集电极端324、以及连接到发射区的发射极端 326。

尽管在NPN型SiC BJT 320和330整流元件的背景下描述了各种 实施例，但本发明不限于此，因为其他实施例可以使用在SiC衬底中 具有N掺杂基区以及P掺杂集电和发射区的PNP型SiC BJT来配置。

第一变压器T1包括连接成接收AC输入信号140的输入初级绕 组340a和具有第一对分接节点350和中心分接节点352的输出次级绕 组340b。响应于施加到输入初级绕组340a的AC输入信号140，输出 次级绕组340b在分接节点350和中心分接节点352之间生成一对相 反极性的AC信号(例如，相位彼此相差180°)。中心分接节点352 连接到全波整流电路300的返回整流信号节点372。SiC BJT 320和330 中的每一个的集电极均连接到分接节点350中不同的一个。

第二变压器T2包括输入初级绕组360a，输入初级绕组360a连接 在SiC BJT 320的发射极326与全波整流电路300的整流信号输出节 点370之间。输入初级绕组360a通过生成输出次级绕组360b两端的 电压来响应于来自SiC BJT 320的发射极326的信号。SiC BJT 320的 基极端322和集电极端324被连接成接收来自第二变压器T2的输出 次级绕组360b的电压。

第三变压器T3包括输入初级绕组380a，输入初级绕组380a连接 在另一SiC BJT 330的发射极326与整流信号输出节点370之间。输 入初级绕组380a通过生成输出次级绕组380b两端的电压来响应于来 自SiC BJT 330的发射极326的信号。SiC BJT 330的基极端322和集 电极端324被连接成接收来自第二变压器T2的输出次级绕组360b的 电压。

变压器T1和T2被配置为电流变压器，其中的每一个均响应于相 应的晶体管发射极电流，以产生到晶体管基极中的反馈。变压器T1、 T2和T3被共同配置为在AC输入信号140的第一半周期期间正向偏 置SiC BJT 320而反向偏置另一SiC BJT 330，以及在AC输入信号140 的第二半周期期间反向偏置SiC BJT 320而正向偏置另一SiC BJT 330。变压器T2和T3的匝数比被选择为小于相应的SiC BJT 320和 330的电流增益，这可以确保适当的基极电流被提供给SiC BJT 320 和330，以当SiC BJT 320和330被正向偏置时将它们置于硬饱和状态。

例如，变压器T1、T2和T3可以被进一步配置成在AC输入信号 140的第一半周期的大部分期间使SiC BJT 320硬饱和，同时将另一 SiC BJT 330反向偏置为截止，以及在AC输入信号140的第二半周期 的大部分期间将SiC BJT 320反向偏置为截止，同时使另一SiC BJT 330硬饱和。例如，变压器T2和T3可以在AC输入信号140的周期 期间生成在-5V至+5V的范围内的基极至发射极电压，以交替地使SiC BJT 320和330硬饱和并然后截止。

因此，全波整流电路330对AC输入信号140进行整流，以生成 整流(例如，DC)信号，该整流信号通过整流信号输出节点370(例 如，+DC)输出并通过返回整流信号节点372(例如，-DC)接收回来。 全波整流电路100可以被包括作为电源的一部分，以将横跨节点150 和152的DC信号提供给外部负载，例如提供给需要DC信号来工作 的电子电路。由于整流电路300将SiC BJT 120和130用作整流器元 件，因此与使用Si肖特基二极管和/或Si MOSFET的传统整流电路相 比，其可以提供更高效的信号整流，可以使用更少的电路元件，和/ 或可以实现在更高的温度处运行。因为SiC BJT 320和330是利用变 压器T2和T3两端的电压来偏置的，因此相比于图1的整流电路100， 整流电路300特别适于生成较高电流的整流信号。

图4是另一全波整流电路400的示意图，其与对图3的整流电路 300所示的类似，但与之相比，全波整流电路400包括脉宽调制控制 电路410a和410b。脉宽调制(PWM)控制电路410a和410b通过调 节SiC BJT 320被正向偏置(并且可以被驱动至饱和状态)而另一SiC BJT 330被反向偏置时的第一模式与SiC BJT 320被反向偏置而另一 SiC BJT 330被正向偏置(并且可以被驱动至饱和状态)时的第二模式 之间的占空比来响应于占空控制信号412。PWM控制电路410a和410b 被连接成响应于占空比控制信号412来控制SiC BJT 320和330的基 极到集电极的偏置。可以通过在控制SiC BJT 320和330在第一模式 和第二模式之间切换之前，PWM控制电路410a和410b等待来自变 压器(T1)的AC信号(例如，节点350处的信号)达到一个或多个 限定的阈值来控制SiC BJT 320和130的占空比。

尽管在图4中为了图示方便示出了单独的PWM控制电路410a 和410b，但应当理解，它们的功能可以组合到单个元件中，或者扩展 在多于两个电路元件上。此外，PWM控制电路410a和410b可以操 作成代替第二和第三变压器T2和T3。

图5是结合了图1的全波整流电路100和图3的全波整流电路300 的一些方面的全波整流电路500的示意图。参照图5，全波整流电路 500包括一对SiC BJT 520和530、以及三个变压器T1、T2和T3。

变压器T1可以被配置成按照如上对图1的变压器T1所描述的那 样工作，且因此其可以包括具有第一对分接节点112、第二对分接节 点114和中心分接节点116的输出次级绕组。SiC BJT 520和530可以 被配置为按照如上对图1的SiC BJT 120和130所描述的作为NPN型 晶体管工作。变压器T2和T3可以被配置为按照如上对图3的变压器 T2和T3所描述的那样工作。

响应于施加到变压器T1的输入初级绕组的AC输入信号，输出 次级绕组在第一对分接节点112与中心分接节点116之间生成一对相 反极性的AC信号，并在第二对分接节点114与中心分接节点116之 间生成相反极性的AC信号。第一分接节点112与中心分接节点116 之间的AC信号具有比第二分接节点114与中心分接节点116之间的 AC信号大的电压范围。

在AC输入信号140的一个半个周期期间，变压器T1的分接节 点112和114以及变压器T2的输出次级绕组都提供正电压，以正向 偏置SiC BJT 520的集电极至基极结。该偏置迫使SiC BJT 520成硬饱 和状态且因此使SiC BJT 120的集电极至发射极电压降低或最小化。 在AC输入信号140的该一个半个周期期间，变压器T1的分接节点 112和114以及变压器T3的输出次级绕组都向SiC BJT 530的发射极 至基极结和集电极至基极结提供强的负偏压，从而使其成为深度截 止。相反地，在AC输入信号140的第二半周期期间，变压器T1的 分接节点112和114以及变压器T2和T3的输出次级绕组逆转该过程， 以迫使SiC BJT 530被驱动成硬饱和状态，并使SiC BJT 520成为深度 截止。

对于AC输入信号130中的低电流，连接在变压器分接节点112 与SiC BJT 520和530的基极端之间的电阻器R1和R2分别被配置为 将SiC BJT 520和530偏置成硬饱和状态。相反地，对于AC输入信 号130中的高电流，连接在SiC BJT 520和530的发射极和基极之间 的变压器T2和T3被配置为将SiC BJT 520和530偏置成硬饱和状态。 因此，电阻器对R1和R2以及变压器对T2和T3协同工作，以响应 于AC输入信号130中的低电流和高电流两者而将SiC BJT 520和530 偏置成硬饱和状态。

因此，全波整流电路500对AC输入信号140进行整流，以生成 整流(例如，DC)信号，该整流信号通过整流信号输出节点550(例 如，+DC)输出并通过返回整流信号节点552(例如，-DC)接收回来。 全波整流电路500可以被包括作为电源的一部分，以将横跨节点550 和552的DC信号提供给外部负载，例如提供给需要DC信号来工作 的电子电路。因为SiC BJT 120和130是利用分接节点112和114之 间的电压差以及连接至整流信号输出节点550的变压器T2和T3两端 的电压来偏置的，因此整流电路500可以特别适于生成较低和高电流 整流信号。

图6示出了图1的全波整流电路100的示例性半波部分的示意图。 图7是根据一些实施例的AC输入信号140以及可以通过图6的全波 整流电路的半波部分在负载“LOAD”两端生成的整流输出电压的曲 线图。参照图6和图7，上部分曲线图示出了示例性的AC输入信号 140，以及可以通过图6的全波整流电路的半波部分在到负载的整流 信号输出和返回节点150和152两端生成的相应的整流输出电压700。 下部分曲线图示出了整流输出电压700与AC输入信号140之间的差。 如所示出的，在SiC BJT 120正向偏置成硬饱和状态下的AC输入信 号140的每个半周期期间，整流输出电压700紧跟AC输入信号140。 此外观察到，图6的整流电路响应于AC输入信号140变为正电压而 将SiC BJT 120从反向偏置截止模式快速地转变到正向偏置饱和模式。 因此，图6的整流电路示出了AC输入信号140的整流时的高效。

在附图和说明书中，公开了本发明的典型实施例；并且尽管采用 了特定的术语，但其仅以一般的描述性意义使用，不用于限定的目的， 本发明的范围在以下的权利要求中进行阐述。