估计MIMO无线通信系统中的业务信道功率与导频功率的比率

摘要

公开用于处理接收的多流(MIMO)信号、具体来说用于估计MIMO信号的每码的业务信道与导频功率比的方法和设备。示范方法包括从第一传送时隙中接收的多个解扩业务信道符号来计算平均符号幅度或平均符号功率级别，以及基于估计的传播信道响应以及用于生成MIMO信号的多个预编码向量的至少一个来估计对应的导频符号幅度或导频符号功率级别。通过将平均符号幅度或平均符号功率级别除以对应的导频符号幅度或导频符号功率级别，来计算第一传送时隙的每码的业务信道与导频功率比。

说明书

技术领域

本发明一般涉及无线电信系统，具体来说，涉及用于处理这类系 统中的多流多输入多输出信号的方法和设备。

背景技术

第三代合作伙伴项目(3GPP)所规定的第三代(3G)宽带码分多址 (W-CDMA)无线网络包括对多输入多输出(MIMO)传送技术的支持。(关 于细节，参见“3rd Generation Partnership Project；Technical  Specification Group Radio Access Network；Physical layer  procedures(FDD)(Release 8)”，3GPP TS 25.214，在 http://www.3gpp.org/ftp/Specs/html-info/25214.htm可得到。) 在按照这些标准所构建的系统中，2×2MIMO方案可用于通过两个传 送天线、经由两个不同空间复用流来传送高速下行链路共享信道 (HS-DSCH)。两个流使用相同信道化码，但是通过正交预编码权重相 互分离。

由于传送基站与移动终端之间的无线电传播信道中的不完善，两 个流将互相干扰。这种干扰称作码再使用干扰。为了最佳性能，MIMO 接收器需要抑制或消除这种干扰。除了抑制码再使用干扰之外，MIMO 接收器还需要码再使用干扰功率的估计，以便计算用于向基站反馈的 准确信道质量报告。如果接收器基于导频信道符号(例如W-CDMA公共 导频信道CPICH)来计算信道估计，则必须已知或估计每个信道化码 的业务信道功率(例如W-CDMA高速物理下行链路共享信道HS-PDSCH) 与导频信道功率的比率。这种每码的业务信道与导频功率比αPC在抑 制或消除码再使用项时使用，并且还可用于计算信道质量报告的接收 信号对干扰加噪声比(SINR)的估计。

在标题为“Method and Apparatus for Determining Combining  Weights for MIMO Receivers”并且于2008年6月26日发表的美国 专利申请发表No.2008/0152053中描述了一种抑制通用Rake(G-Rake) 接收器中的码再使用干扰的方式。通过这种方式，接收器使用表示分 配给每个传送流的归一化每码能量的缩放参数来计算抑制交叉流干 扰的组合权重。为了准备信道质量报告的目的，这些相同缩放参数还 可用于计算估计的码再使用干扰功率。

在均于2008年2月25日提交并且标题均为“Code Power  Estimation for MIMO Singals”的美国专利申请序号12/036425和 12/036368中公开用于估计MIMO系统中的每码的业务信道与导频功 率比α_PC的技术。通过引用将这两个申请的完整内容结合到本文中。 但是，这些或其它先前已知技术在一些情况下可能是不必要地复杂 的，或者可能过度估计α_PC，或者可能产生α_PC的过度有噪估计。

发明内容

本发明的各个实施例通过将从多个解扩业务信道符号所得到的 平均业务信道符号幅度或功率级别除以从估计的传播信道响应以及 用于生成MIMO信号的预编码向量的一个或多个所得到的对应的导频 符号幅度或功率级别，来估计接收的多流MIMO信号的每码的业务信 道与导频功率比。

因此，一种用于在配置成处理接收的多流MIMO信号的无线接收 器中实现的示范方法包括从第一传送时隙中接收的多个解扩业务信 道符号来计算平均符号幅度或平均符号功率级别，以及基于估计的传 播信道响应以及用于生成MIMO信号的多个预编码向量的至少一个来 估计对应的导频符号幅度或导频符号功率级别。通过将平均符号幅度 或平均符号功率级别除以对应的导频符号幅度或导频符号功率级别， 来计算第一传送时隙的每码的业务信道与导频功率比。

在一些实施例中，通过在多个时间延迟的每个对接收的信号的样 本进行解扩，并且使用与MIMO信号的第一流对应的流特定的组合权 重来组合解扩样本以得到多个组合的业务信道符号的每个，并且从所 述多个组合的业务信道符号来计算平均符号幅度或平均符号功率级 别，从而计算平均符号幅度或平均符号功率级别。在这些实施例的一 些中，首先使用估计的传播信道响应、用于生成MIMO信号的预编码 向量以及对先前传送时隙所计算的先前计算的每码功率比来计算流 特定的组合权重。在这些稍后的实施例的一些中，将先前计算的每码 比作为对两个或更多先前的传送时隙所计算的每码功率比的加权平 均来计算。在其它实施例中，转而从估计的传播信道响应、用于生成 MIMO信号的预编码向量以及从基站发信号通知无线接收器的功率比 参数所估计的先前计算的每码功率比来计算流特定的组合权重。

在本发明的若干实施例中，将对应的导频符号幅度或导频符号功 率级别作为估计的传播信道响应、MIMO信号的第一流的预编码向量 以及与MIMO信号的第一流对应的流特定的组合权重的函数来估计。

在一些实施例中，不是使用通过用流特定的组合权重将解扩值进 行组合所得到的符号值，而是通过下列步骤从第一传送时隙中接收的 多个解扩业务信道符号来计算平均符号幅度或平均符号功率级别：从 多个信号处理延迟来选择与最强信号传播路径对应的信号处理延迟， 在所选的信号处理延迟对接收信号的样本进行解扩以得到多个单延 迟解扩值的每个，并且从所述单延迟解扩值、与所选的信号处理延迟 对应的估计的多天线信道传播响应以及MIMO信号的第一流的预编码 向量来计算MIMO信号的第一流的平均符号幅度或平均符号功率级 别。在这些实施例的一些中，通过将估计的导频符号幅度或导频符号 功率级别作为MIMO信号的第一流的预编码向量以及与所选的信号处 理延迟对应的估计的多天线信道传播响应的函数来计算，从而估计对 应的导频符号幅度或导频符号功率级别。

在其它实施例中，可通过下列步骤从第一传送时隙中接收的多个 单分支(finger)解扩业务信道符号来估计平均符号幅度或平均符号 功率级别：从多个信号处理延迟来选择与最强信号传播路径对应的信 号处理延迟，以所选的信号处理延迟对接收信号的样本进行解扩以得 到多个单延迟解扩值的每个，并且计算所述多个单延迟解扩值的平均 功率以得到平均符号功率级别。

上述方法的任一种还可包括通过计算第一传送时隙的每码的业 务信道与导频功率比以及对先前的传送时隙所计算的一个或多个每 码的功率比的加权平均来计算第一传送时隙的过滤的功率比。上述方 法的任一种还可包括将MIMO信号的第一流的流特定的组合权重作为 第一传送时隙的每码的业务信道与导频功率比、估计的传播信道响应 以及用于生成MIMO信号的预编码向量的函数来计算，和/或将MIMO 信号的第一流的流特定的信号质量度量作为第一传送时隙的每码的 业务信道与导频功率比、估计的传播信道响应以及MIMO信号的第一 流的预编码向量的函数来计算。

本发明的另外实施例包括一种无线接收器设备(它可在配置用于 与一个或多个无线标准配合操作的无线收发器中实施)，其包括配置 成执行本文所述的MIMO信号处理技术的一个或多个的一个或多个处 理电路。当然，通过阅读以下详细描述以及参见附图，本领域的技术 人员将理解，本发明并不局限于上述特征、优点、上下文或示例，并 且将认识到附加的特征和优点。

附图说明

图1是无线通信系统的功能框图。

图2是配置成处理接收的MIMO信号的示范无线接收器的功能框 图。

图3示出无线接收器的示范基带处理电路。

图4是示出处理接收的MIMO信号的示范方法的过程流程图。

图5是示出按照本发明的一些实施例、估计流特定的业务与导频 功率比的示范方法的过程流程图。

图6是示出按照本发明的一些实施例、估计流特定的业务与导频 功率比的另一种示范方法的过程流程图。

图7是示出估计MIMO信号的业务与导频功率比的示范方法的另 一个过程流程图。

具体实施方式

本文针对W-CDMA标准的MIMO操作的规范来描述本发明的实施 例，下面更全面描述其操作。但是，本发明并不局限于此，本文所公 开并且要求保护的发明概念而是可有利地适用于一系列广泛的传送 分集系统。此外，术语“示范”的使用在本文中用于表示“说明性” 或“用作示例”，而不是要暗示特定实施例比另一个实施例更为优选 或者特定特征是本发明必不可少的。同样，术语“第一”和“第二” 及类似术语只是用于区分项或特征的一个特定实例与另一个实例，而 不是指示特定顺序或布置，除非上下文清楚地另行指明。

图1示出采用例如按照3GPP W-CDMA规范、采用多输入多输出 (MIMO)传送的示范无线通信系统100。在无线电接入网(RAN)102中， 无线电网络控制器(RNC)104控制又称作节点B的多个基站收发器 (BTS)106。各节点B 106向可分为扇区的称作小区的地理区域中的订 户移动终端112提供无线电通信服务，如图1所示。RNC 104与核心 网络(CN)114进行通信，CN 114又连接到一个或多个外部网络116， 例如公共交换电话网(PSTN)、因特网等等。

各基站106至少包括主传送天线108和辅助传送天线110(每小 区或每扇区，取决于网络100的配置)，如图2所示。基站106可使 用两个天线108和110来传送信息信号，例如预编码的语音信号或者 预编码的高速下行链路分组接入(HSDPA)数据信号。辅助天线110上 传送的信号相对于主天线108上传送的信号进行加权，其中传送权重 可以仅包括相位偏移，或者可以更一般地包括具有相位和幅度的复 量。所采用的相移可通过来自移动终端112的反馈来确定，因而形成 闭环传送分集系统。

在标题为“Receiver Parametric Covariance Estimation for  Precoded MIMO Transmission”的美国专利申请序号12/036323的共 同未决专利申请中，公开一种基于MIMO的最一般G-Rake公式化的 MIMO G-Rake接收器，通过引用将其完整内容结合到本文中。对于2 ×2 MIMO情况，这种接收器计算损害协方差矩阵，这些矩阵对应于 双流预编码信号的第一和第二流，如：

$R_{\mathrm{stream}0}=R+{\alpha }_{\mathrm{PC}}\left(1\right)h_{\mathrm{eff}}\left(b_1\right)h_{\mathrm{eff}}^H\left(b_1\right)---\left(1\right)$

和

$R_{\mathrm{streaml}}=R+{\alpha }_{\mathrm{PC}}\left(0\right)h_{\mathrm{eff}}\left(b_0\right)h_{\mathrm{eff}}^H\left(b_0\right)---\left(2\right)$

此处，R是损害协方差中没有包含码再使用干扰的那个部分。换 言之，R捕获产生于符号间干扰(ISI)、多址干扰(MAI)和噪声的损害 协方差。各表达式中的第二项是码再使用干扰项。

在等式(1)和(2)中，码再使用干扰项是与干扰流对应的有效净响 应的函数。例如，对于流0，干扰流为流1，并且码再使用项是h_eff(b1) 的函数；对于流1，干扰流为流0，并且码再使用项是h_eff(b₀)的函数。 向量b₀和b₁是分别应用于流0和1的预编码向量。

更具体来说，如果n对数据流进行索引，则与第n个流对应的有 效净响应向量表示为：

$h_{\mathrm{eff}}\left(b_n\right)=b_{0n}{h}_1+b_{1n}\sqrt{\frac{{\gamma }_p\left(1\right)}{{\gamma }_p\left(2\right)}}{h}_2,---\left(3\right)$

其中，bn＝[b_1n b_2n]^T是应用于第n个数据流的预编码向量。向量h_m是与第m个传送天线(m＝1或2)关联的净信道响应，以及γ_p(1)和γ_p(2) 分别表示分配给第一和第二传送天线的总导频功率的部分。净响应向 量h_m的各元素对应于给定Rake分支。例如，对于分支f(与延迟d_f和接收天线l关联)，对应净信道响应向量元素表示为：

$h_m\left(f\right)=\underset{p=0}{\overset{P-1}{\Sigma }}{g}_m(p,l)R_{\mathrm{TX}/\mathrm{RX}}(d_f-{\tau }_p),---\left(4\right)$

其中，P是路径的数量，g_m(p，l)是与传送天线m、接收天线l和路径 延迟τ_p关联的信道估计(中间响应)，R_TX/RX(τ)表示传送和接收脉冲整 形过滤器的卷积。

在等式(1)和(2)中，码再使用项包括表示分配给干扰流n的每码 能量的缩放因子α_PC(n)。假定信道化码上的均匀功率分布，第n个流 的每码能量表示为：

${\alpha }_{\mathrm{PC}}\left(n\right)=\left(\frac{1}{{\gamma }_p\left(1\right)N_p}\right)\left(\frac{N_s}{K}\right){\gamma }_d\left(n\right){\Gamma }_{D/P}.---\left(5\right)$

此处，K是用于各数据流的信道化码的数量(并且对每个流是相同的)， 以及Γ_D/P是分配给数据信道(在W-CDMA规范中为高速下行链路共享 信道HS-DSCH)的功率与分配给导频信道(在W-CDMA中为公共导频 信道CPICH)的总功率的比率。量γ_d(n)表示分配给第n个数据流的总 数据功率的部分，以及γ_p(1)表示分配给第一传送天线的总导频功率的 部分。量N_s和N_p分别表示用于数据信道(通常为16)和导频信道(通常 为256)的扩展因子。

给定前面的构造，每码能量α_PC(0)和α_PC(1)是接收器计算流特定 协方差矩阵R_stream0和R_stream1所需的。通常，等式(5)中的所有量是接 收器已知的，可能除了数据与导频功率比Γ_D/P之外。在3GPP W-CDMA规范中，存在对数据与导频功率比的显式信令的规定。在 这种情况下，移动台可经由下行链路控制信道简单地得到Γ_D/P的值， 并且使用等式(5)直接计算每码能量α_PC(n)。在无法通过信令来得到 Γ_D/P的值之处，另一种可能方式是简单地使用Γ_D/P的预定标称值。但 是，这两种方式的准确性均有损失。在第一情况下，通过显式信令所 得到的Γ_D/P的值能够迅速变得过时，因为规范当前要求的是不经常基 础上的信令Γ_D/P。在第二情况下，Γ_D/P的计算值在实际数据与导频比 明显偏离标称“假定”值时可能非常不准确。因此，需要用于估计每 码能量α_PC(n)或者备选地用于估计Γ_D/P的值以便促进每码能量的计算 的方法。

在一种方式中，每码的业务与导频功率比使用参数GRAKE来计 算。参数GRAKE将损害建模为如下表示的协方差矩阵：

R＝αR_ISI+βR_Noise，(6)

其中，协方差矩阵由两个加权的矩阵之和组成。一个矩阵R_ISI对符号 间干扰(ISI)建模，而另一个矩阵R_Noise对白噪声和其它未建模干扰来 建模。α参数对应于来自节点B的总传送功率。如果做出所有传送的 功率除了CPICH之外都用于HS-PDSCH的近似，并且如果传送的功 率在两个流均相等，则每码的业务与导频功率比α_PC能够近似为：

${\alpha }_{\mathrm{PC}}\approx \frac{1}{K}\frac{N_s}{N_p}(\alpha N_p-1)=\frac{1}{K}(16\alpha -1/16),---\left(7\right)$

其中，K是信道化码的数量，以及N_s和N_p再次表示用于数据信道(通 常为16)和导频信道(通常为256)的扩展因子。

这种方式趋向于过度估计每码的业务与导频功率比。另外，估计 会过度有噪。本文进一步详细描述的另一种方式是再使用软值生成过 程中通常计算的解调判定边界。判定边界基于接收的业务数据符号来 计算，并且用于对来自诸如16QAM和64QAM之类的高阶调制星座 的接收符号进行解映射，以便得到软比特值以用于解码。然后，在本 发明的一些实施例中，如下面详细描述，计算判定边界，该判定边界 表示复值接收数据符号的幅度或功率的估计。对接收的CPICH符号 执行对应计算。最后，能够通过形成业务信道数据的判定边界估计与 CPICH的幅度或功率的比率来找到α_PC的估计。如下面看到的，这种 一般方式的若干变体是可能的。

图2是提供按照本文所公开技术的一个或多个、配置成处理接收 的MIMO信号的无线接收器的概观的框图。一般来说，经由两个(或 更多)天线所接收的信号由无线电电路210进行调节、下变频和数字 取样，无线电电路210配置成接收按照诸如W-CDMA的3GPP标准 的一个或多个无线通信标准进行格式化的无线电信号。因此，无线电 电路210由包含从基站106处的天线108和110所传送的信息信号的 接收信号来生成码片样本，并且向基带处理电路220提供码片样本以 用于解调、检测和进一步处理。

在图2的框图中，根据功能块来示出基带处理电路220的细节， 其中包括相关器225、延迟估计电路230、信道估计和权重计算电路 235、组合器240、每码功率比估计电路245、软比特估计电路250和 HARQ缓冲器255。当然，图2的功能框图经过简化；本领域的技术 人员将理解，省略了不是全面理解本发明所需的多个特征和元件。此 外，本领域的技术人员将理解，图2所示的功能可使用各种可编程装 置、数字硬件或者它们的组合来实现。因此，图3示出基带处理电路 220的示范实现，其中处理电路220包括微处理器电路310、数字信 号处理(DSP)电路320和其它数字硬件330，其中的每个有权访问存 储器340。存储器340包括由至少微处理器电路320来运行的存储的 程序代码345。

与图2相似，图3的示意图经过简化；本领域的技术人员再次将 理解，省略了不是全面理解本发明所需的多个特征和元件。因此，本 领域的技术人员将理解，在各个实施例中，基带处理电路220可包括 各可配置有适当软件和/或固件以执行图2所示各种功能的全部或部 分的一个或数个微处理器、微控制器、数字信号处理器等等，并且还 可包括配置成执行那些各种信号处理任务的全部或部分的各种数字 硬件块。基带处理电路220可采用一个或多个专用集成电路(ASIC)、 现成数字和模拟硬件组件或者ASIC和现成硬件的某种组合来实现。 存储器340可包括若干不同类型，其中包括但不限于闪存、只读存储 器(ROM)、随机存取存储器(RAM)、高速缓冲存储器等等，并且可在 一个或多个ASIC完全或部分板上实现或者使用与基带处理电路220 的其余电路分离的存储器装置或者采用这些方式的某种组合来实现。

再次参照图2，将无线电电路210所产生的过取样码片样本提供 给基带处理电路220，以用于干扰抑制、解调和检测。具体来说，将 码片样本馈送到通常称作“分支”的相关器225的阵列，其中以若干 延迟的每个延迟将样本与信道化码相关或者经过“解扩”，以便产生 每个接收符号的解扩值y[n]的向量。由相关器225所使用的特定延迟 由延迟估计电路230来确定，并且通常包括与接收信号中的最强多径 “射线(ray)”对应的延迟。传送天线与接收天线之间的传播信道 的特性由信道估计和权重计算电路235基于分支延迟和接收的导频 符号来测量。信道估计和权重计算电路235还计算干扰抑制组合权重 w，干扰抑制组合权重w在组合器240中用于对组合器240中的解扩 值y[n]进行组合，以便产生“软值”s[n]，即，传送的符号值的估计。

由图2中的相关器225所输出的解扩的HS-PDSCH符号可表示 为：

y[n]＝Hb₀s₀[n]+Hb₁s₁[n]+U，(8)

其中，b_i是2×1预编码权重向量，H是N×2信道响应矩阵，其中N 为延迟/分支的数量，s_i[n]是流i的数据符号，以及U是所有其它干扰。 在一些实施例中，权重计算电路235按照下式来计算中间权重、即具 有秩一更新的权重，以计及码再使用干扰：

$v_0=H{b}_0/R,v_1=H{b}_1/R---\left(9\right)$

其中，R是对所有N个分支所估计的损害协方差矩阵。

随后，N×1组合权重向量的秩一更新由权重计算器235按照下 式来计算以得到计及码再使用干扰的流特定组合权重向量：

$w_0=v_0-\frac{{\alpha }_{\mathrm{pc}}\left(1\right)v_1^{H}H{b}_0}{1+{\alpha }_{\mathrm{pc}}\left(1\right)v_1^{H}H{b}_1}{v}_1,---\left(10\right)$

$w_1=v_1-\frac{{\alpha }_{\mathrm{pc}}\left(0\right)v_0^{H}H{b}_1}{1+{\alpha }_{\mathrm{pc}}\left(0\right)v_0^{H}H{b}_0}{v}_0$

其中，流特定的业务与导频功率比α_PC(0)和α_PC(1)(分别对应于流0和 1)补偿了使用导频符号来估计信道，并且由每码功率比估计电路245 按照以下详细描述的技术之一来计算。图2的接收器中组合器240中

计算的接收的组合符号则能够写作：

${\tilde{s}}_0\left[n\right]=w_0^{H}y\left[n\right]---\left(11\right)$

${\tilde{s}}_1\left[n\right]=w_1^{H}y\left[n\right]$

将组合的符号值估计和提供给软比特估计电路，软比特 估计电路按照用于生成传送的信号的调制星座和判定边界估计(d_i)、 an将符号值解映射成软比特值。基于接收的业务信道符号的幅度的 判定边界估计在一些实施例中可在每码功率比估计电路245中作为 业务与导频功率比估计过程的一部分来计算，下面将详细描述。在任 何情况下，将软比特估计电路250所产生的软比特值馈送到HARQ 缓冲器电路，以用于检测和解码。

由于必须为信道质量指示符(CQI)报告来计算CPICH信号对干扰 加噪声比，所以在一些实施例中，信道估计和权重计算电路235可配 置成按照下式来计算流特定SINR：

${\mathrm{SINR}}_{\mathrm{dual},0}=\frac{{\left|{w_0}^H{b}_{0}H\right|}^2}{w_0^{H}R{w}_0+{\alpha }_{\mathrm{pc}}\left(1\right){\left|w_1^H{b}_{0}H\right|}^2}---\left(12\right)$

${\mathrm{SINR}}_{\mathrm{dual},1}=\frac{{\left|{w_1}^H{b}_{1}H\right|}^2}{w_1^{H}R{w}_1+{\alpha }_{\mathrm{pc}}\left(0\right){\left|w_0^H{b}_{1}H\right|}^2}$

该计算还取决于流特定的业务与导频功率比。

在一些实施例中，从节点B发送到移动终端的HS-PDSCH与 CPICH功率比参数Γ_D/P可由移动终端用于计算CQI报告的SINR。每 码的业务与导频功率比可直接从功率比参数Γ_D/P来估计：

${\alpha }_{\mathrm{PC}}=\frac{{\Gamma }_{D/R}}{15},---\left(13\right)$

因为3GPP标准(3GPP TS 25.214)规定，对于CQI报告应当采用15个 码。相同的α_PC还可用于计算组合权重，但是，如上所述，风险在于， 节点B对于一个或多个传送时间间隔(TTI)实际使用不同的功率比。

相应地，在本发明的一些实施例中，用于计算组合权重的每码的 业务与导频功率比从用于对接收的业务数据进行解调的判定边界估 计来推导，而无论业务数据经过正交相移键控(QPSK)调制、16级正 交幅度调制(16QAM)还是64级正交幅度调制(64QAM)。在一些实施 例中，判定边界估计通过对组合的HS-PDSCH符号的绝对均值求平 均来得到。因此，对于流0，判定边界估计可计算为：

$d_0=\frac{1}{2N}\underset{n=0}{\overset{N}{\Sigma }}\left(\right|\mathrm{Re}{\tilde{s}}_0\left[n\right]|+|\mathrm{Im}{\tilde{s}}_0\left[n\right]\left|\right),---\left(14\right)$

其中，N是估计中使用的HS-PDSH符号的数量。在一些实施例中， 估计可使用给定时隙中的全部符号。

一旦得到判定边界估计d₀，则能够通过将判定边界估计除以导频 符号幅度的对应估计、缩放和求平方，来估计α_PC(0)：

${\alpha }_{\mathrm{pc}}\left(0\right)\approx {(m·\frac{2d_0}{\left|\mathrm{Re}\left(w_0^{H}H{b}_0\right)\right|+\left|\mathrm{Im}\left(w_0^{H}H{b}_0\right)\right|})}^2,---\left(15\right)$

其中，缩放因子m取决于用于业务数据的调制。对于QPSK调制， m＝1，对于16QAM，以及对于64QAM，因子 m补偿了绝对值用于代替功率估计来计算业务与导频功率比的事实。 对应等式可用于单独计算与流1对应的α_PC(1)的估计。备选的是，在 一些实施例中和/或在一些情况下，可假定α_PC(0)和α_PC(1)相等。

通过上述方式，将使功率比估计α_PC延迟一个时隙或者至少对于 第一流的解调延迟，因为需要组合的符号以得到判定边界估计。 对于W-CDMA TTI中的最后2个时隙，能够使用前一个时隙中计算 的α_PC，因为α_PC在TTI期间保持恒定。对于TTI中的第三和最后一 个时隙，在一些实施例中，可对两个先前的α_PC值求平均，以便降低 估计中的噪声。但是，由于实际每码的业务与导频比可能从一个TTI 到另一个TTI有所变化，所以在一些实施例中可不同地执行用于在第 一时隙中使用的α_PC的估计。一种方式是使用由节点B发信号通知移 动终端的HS-PDSCH与CPICH功率比参数Γ_D/P以用于例如按照上式 (13)来估计TTI的第一时隙的α_PC。

另一种方式是假定α_PC从TTI到TTI是相当恒定的，并且因而延 续来自前一个TTI的α_PC。在按照这种方式的一些实施例中，每码的 业务与导频功率比例如按照下式来过滤：

α_{PC_filtered，n}＝λα_{PC_filtered，n-1}+(λ-1)α_PC，n-1，(16)

其中，索引n表示TTI，以及在处理TTI n中的第一时隙之后更新过 滤的值。λ是设置平滑操作的时间常数的过滤器因数；λ例如可设置 成0.5，或者设置成通过仿真、测试等等所确定的另外某个适当的值。 α_PC的初始值(例如对于所处理的正好第一TTI)可例如按照等式(15)从 发信号通知的功率比参数Γ_D/P来计算。

得到TTI中的第一时隙的α_PC值的又一种方式涉及使用等式(7)。 首先，对于每一个时隙，求解等式(7)中的α，并且调用结果即， 计算：

$\tilde{\alpha }=\frac{1}{16}(K{\alpha }_{\mathrm{PC}}+\frac{1}{16}),---\left(17\right)$

其中，α_PC是最近估计的α_PC值。然后可对若干时隙对求平均或过滤， 以便得到过滤的值α’。此处，α’是传送的小区功率的量度，它应当保 持相对恒定。然后，用α’代替α，等式(7)可用于得到用于当前时隙的 α_PC的值。本领域的技术人员将理解，求解等式(7)中的α还涉及跨用 户以相同功率来发送所有码的近似，这不一定始终成立，但可以是许 多情况下的合理近似。

如上所述，用于基于从Rake组合的符号值所计算的判定边界估 计来估计业务信道与导频功率比的前一种方式产生延迟一个时隙的 α_PC的估计值。一种备选方式是在给定时隙(例如TTI中的第一时隙) 上进行“干运行(dry run)”以估计α_PC，并且然后采用使用估计的 α_PC所计算的组合权重来重新处理该时隙。因此，在时隙数据的第一 遍中使用试探的组合权重(例如前一个时隙的组合权重或者按照α_PC的最近估计所计算的组合权重)，以便得到α_PC的估计。然后，组合权 重可使用更新的α_PC来重新计算，以用于生成用于检测接收信号的软 比特和软值。

当然，本领域的技术人员将理解，这个备选方案要求将判定边界 估计、组合权重计算和α_PC计算的一些或全部运行两次。对于一些应 用，这可证明是过于复杂的方式。因此，若干不太复杂的备选方案基 于仅使用单个Rake分支来估计接收的业务数据符号的幅度或功率级 别。一般来说，这应当是与例如由图2的延迟估计电路所确定的最强 传播路径对应的分支。

如果使用单个处理延迟(例如Rake分支)，则与那个延迟对应的 信道估计H_f可用作权重。(本领域的技术人员将理解，H_f是2×2 MIMO系统中的2×2矩阵，其中四个元(entry)对应于两个传送天 线与两个接收天线的每个之间的传播信道。)连同用于生成MIMO信 号的预编码向量一起，信道估计H_f能够用于估计每码的业务信道与 导频功率比α_PC：

${\alpha }_{\mathrm{pc}}\left(0\right)\approx {(m·\frac{\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N}{\Sigma }}\left(\right|\mathrm{Re}\left({\left(H_f{b}_0\right)}^{*}{y}_f\right[n\left]\right)|+|\mathrm{Im}\left({\left(H_f{b}_0\right)}^{*}{y}_f\right[n\left]\right)\left|\right)}{{\left(H_f{b}_0\right)}^{*}{H}_f{b}_0})}^2,---\left(18\right)$

其中，y_f[n]是最强分支f的解扩的HS-PDSCH符号n，以及H_fb₀是分 支f的信道估计。如同等式(15)一样，缩放因子m补偿了绝对值用于 代替功率估计来计算功率比的事实，并且取决于调制。对于QPSK， m＝1，对于16QAM，以及对于64QAM，

本领域的技术人员将理解，等式(18)的商的分子是平均的接收的 业务符号幅度的估计，但是由从单个分支所得到的软值估计来计算。 分母是基于相同分支的CPICH导频符号幅度的对应估计。因此，等 式(18)的计算与等式(15)相似，但使用从单个Rake分支所得到的符号 估计，而不是通过用组合权重将多个Rake分支进行组合而得到的符 号估计。通过这种备选解决方案，不延迟一个时隙的α_PC的估计能够 更易于得到。

另一种备选方式也基于从单个最强Rake分支所得到的解扩数据 的使用。如前面所述，图2的延迟估计电路235能够识别最强分支f。 来自那个分支的解扩的HS-PDSCH符号估计可用于计算N个符号的 绝对均值：

$t_f=\frac{1}{2N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\Sigma }}{y}_f^{*}\left[n\right]y_f\left[n\right],---\left(19\right)$

其中，y_f[n]是分支f的解扩的HS-PDSCH符号n。

对应的导频符号幅度可使用分支f的信道估计H_f来计算：

$n_f=\frac{1}{2M_0{M}_1}\underset{i=0}{\overset{M_0-1}{\Sigma }}\underset{j=0}{\overset{M_1-1}{\Sigma }}{(a_{0,i}{H}_f{b}_0+a_{1,j}{H}_f{b}_1)}^{*}(a_{0,i}{H}_f{b}_0+a_{1,j}{H}_f{b}_1),---\left(20\right)$

其中，M_s是流s的星座点的数量，例如对于16QAM是16或者对于 64QAM是64，以及a_s，i是流s的星座点i的的复值。星座点归一化成 具有单位平均功率。H_fb₀是分支f的信道估计。

功率比α_PC能够估计为：

${\alpha }_{\mathrm{PC}}\approx \frac{t_f}{n_f}---\left(21\right)$

本领域的技术人员将理解，等式(20)中的求和对于较大调制星 座、如64QAM的计算会相当复杂。但是，等式(20)能够改写为：

n_f＝C₁|H_fb₀|²+C₂|H_fb₁|²+C₃Re(H_fb₀·(H_fb₁)^*)，(22)

其中，常数C_i(i＝1，2，3)能够对不同调制备选方案(QPSK、16QAM、 64QAM)预先计算。例如，对于64QAM，等式(22)能够简化为：

$n_f=\frac{1}{2}({\left|H_f{b}_0\right|}^2+{\left|H_f{b}_1\right|}^2)---\left(23\right)$

记住用于估计每码的业务与导频功率比的上述备选技术，本领域 的技术人员将理解，图4示出用于估计多流MIMO信号的每码的业 务与导频功率比并且将该功率比应用于计算流特定的组合权重和流 特定信号度量的示范方法。图4中所示的方法可在如上所述的图2的 无线接收器中实现，或者在配置成接收和处理多流MIMO信号的另 一个无线接收器中实现。

如在框410所示，该过程开始于从至少第一传送时隙(例如 W-CDMA HS-DSCH信号的单个时隙)中接收的多个解扩的业务信道 符号来计算平均符号幅度。在一些实施例中，平均符号按照等式(14) 来计算，但是在其它实施例中可使用备选公式。在一些实施例中，可 从解扩的业务信道符号来计算功率级别而不是幅度。

如在框420所示，对应的导频符号幅度(或导频符号功率级别)还 基于估计的传播信道响应以及用于生成MIMO信号的多个预编码向 量的至少一个来计算。在一些实施例中，这种计算可按照等式(15)中 商的分母来进行，但是也可使用其它备选公式。

如在框430所示，然后可通过将在框410所得到的平均符号幅度 (或功率)除以在框420所得到的对应的导频符号幅度(或功率)，对于 第一传送时隙来计算每码的业务与导频比。如等式(15)中看到的，这 种计算还可包括对调制格式特定的缩放因子m，并且还可要求商的平 方以将结果从幅度量转换成功率或能量的量。

如在框440所示，每码的业务信道与导频功率比可用于例如按照 等式(9)和(10)来计算流特定的组合权重。类似地，如在框450所示， 每码的业务信道与导频功率比可用于例如按照等式(12)来计算流特 定的信号质量量度、如SINR。

图5、图6和图7示出图4所示的用于估计MIMO信号的每码的 业务与导频功率比的一般技术的若干变体的细节。同样，这些技术的 每个可在图2的无线接收器中实现，或者在配置成接收和处理多流 MIMO信号的另一个无线接收器中实现。

图5中所示的技术将平均符号幅度计算基于通过用流特定的组 合权重将多个解扩样本进行组合所得到的业务信道符号估计。因此， 该过程流程图在框510开始于基于先前获得的每码功率比值来计算 流特定的组合权重。如上所述，这个先前获得的每码功率比值在一些 实施例中和/或在一些情况下可从前一个时隙来获得，或者在一些实 施例中可从前一个TTI或者作为若干先前获得的功率比的加权平均 来推导，或者可基于从基站获得的的发信号通知的业务信道对导频信 道参数来估计。在又一些实施例中，先前获得的功率比可通过上述功 率比估计过程之一、基于当前时隙符号的“干运行”来获得。

在任何情况下，所示方法如在框520所示继续在多个时间延迟(例 如Rake分支)对接收信号进行解扩以得到解扩值，并且在框530继续 用流特定的组合权重将解扩值进行组合。在框540，所产生的组合的 业务信道符号用于例如使用等式(11)的公式来计算流特定的平均符 号幅度。如果希望的话，这种计算可使用等式(14)的适当修改版本对 第二(或后续流)重复进行，以便得到每个流的流特定的平均符号幅 度。

在框550，流特定的导频符号级别例如按照等式(15)中商的分母、 使用用于生成MIMO信号的预编码向量和流特定的组合权重来计算。 这种计算再次可使用对应的预编码向量和流特定的组合权重对一个 或多个附加流重复进行。但是，在一些实施例中，可假定流特定的导 频符号幅度级别相等。最后，如在框560所示，流特定的每码的业务 与导频比可例如按照等式(15)从平均业务符号幅度和估计的导频符 号幅度来计算。

示出基于单个处理延迟(例如Rake分支)的两个示范的每码的业 务与导频功率比估计技术的过程流程图在图6和图7中示出。本领域 的技术人员将理解，图6中所示的第一技术准许估计流特定的业务与 导频功率比，而图7中所示的第二技术产生可应用于双流信号的两个 流的单个每码的业务与导频功率比。

两种技术均开始于识别和选择与最强传播路径对应的处理延迟， 分别如图6和图7的框610和710所示。同样，两种技术均继续在所 选延迟对接收的MIMO信号进行解扩，以便得到多个接收的业务信 道符号的每个的单延迟解扩值，分别如图6和图7的框620和620所 示。

图6中所示的过程如在框630所示继续从解扩值和适当MIMO 预编码向量来计算流特定的平均符号幅度(或功率)。在一些实施例 中，这种计算可采取等式(18)中商的分子的形式，但是也可使用其它 等效公式。图6的流特定的功率比估计过程如在框640所示继续例如 按照等式(18)中商的分母、基于预编码向量和单延迟传播信道响应估 计来估计流特定的导频符号幅度。最后，流特定的每码的业务与导频 比例如按照等式(18)从平均符号幅度和估计的导频符号幅度来计算。

图7的每码功率比过程与图6的不同之处开始于框730，其示出 在框720所获得的单分支解扩值用于按照等式(19)、基于解扩值的绝 对平均功率来计算估计的平均业务符号功率。在框740，对应的导频 功率估计例如使用等式(20)、(22)或(23)其中之一、基于预编码向量和 单延迟信道响应来计算。最后，如在框750所示的，每码的业务与导 频比例如使用等式(23)从估计的平均业务符号功率和估计的导频功 率来计算。

本领域的技术人员将理解，可按照特定系统或应用的需求，和/ 或按照由无线接收器结构或设计所施加的设计限制，从上述技术来选 择和/或适配特定技术。本领域的技术人员还将理解，以上详细描述 的技术或者其变体的两个或更多在一些实施例中可进行组合。例如， 图5中所示的技术在一些实施例中可最适合应用于W-CDMA TTI的 第二和第三时隙，而另一种技术、如图7和图8的单分支技术应用于 第一时隙。类似地，上述过滤技术可应用于从上述估计技术的任一个 所获得的每码功率比，并且在一些实施例中可有选择地被应用，这取 决于上述技术的哪一种用于给定时隙。

记住上述变更和示例，本领域的技术人员将理解，为了说明和举 例的目的而给出用于处理接收的多流MIMO信号的方法和设备的各 个实施例的以上描述。如上所述，包括图4-7中所示的过程流程的上 述特定过程的一个或多个可在包括一个或多个适当配置的处理电路 的无线接收器中执行，所述处理电路在一些实施例中可在一个或多个 专用集成电路(ASIC)中实施。在一些实施例中，这些处理电路可包括 采用适当软件和/或固件来编程以执行上述过程或者其变体的一个或 多个的一个或多个微处理器、微控制器和/或数字信号处理器。在一 些实施例中，这些处理电路可包括执行上述功能的一个或多个的定制 硬件。本发明的其它实施例可包括编码有计算机程序指令的诸如可编 程闪速存储器、光或磁数据存储装置之类的计算机可读装置，所述计 算机程序指令在由适当处理装置运行时使该处理装置执行本文所述 的用于估计通信接收器中的接收器频率偏移的技术的一个或多个。当 然，本领域的技术人员将认识到，本发明可在与本文具体提出的那些 方式不同的不背离本发明的本质特性的其它方式中来执行。因此，本 发明在所有方面要被认为是说明性而不是限制性的，并且落入所附权 利要求的意义和等同范围之内的所有变更旨在涵盖于其中。