仅用幅度检波器的矢量反射系数检测电路及其检测方法

摘要

本发明公开了一种仅用幅度检波器的矢量反射系数检测方法，可以应用于各种射频或微波系统，包括无线通讯系统、电视系统、广播系统等等。本发明提供的检测电路包括三个或三个以上的功率取样器(可为耦合器或分路器)，检波器，A/D变换器，单片机或处理器，相应算法。其可用于检测传输功率与驻波，检测精度将比目前通用方法高，且不受负载反射相位影响；该电路检测正向功率的幅度，同时检测反射的幅度和相位，即得到矢量反射系数，由此可以进一步算出负载的复阻抗。本发明的检测方法还可应用于宽频带，其频带宽度仅受检波器带宽限制。本发明提供的检测电路不要求在电路上分离前向信号和反向信号，不需要高方向性的耦合器。本发明也同时提供了如何得到检测电路参数，即电路校准的方法。

说明书

技术领域

本发明提出一种矢量反射系数的检测方法，可以应用于各种射频或微波系统，比如无线通讯系统、电 视系统、广播系统的高频射频部分。

背景技术

由于射频微波系统中匹配情况直接影响信号的传输和系统的可靠性，通常完善的射频系统在功放输 出后会具有功率检测和驻波检测的功能。这部分电路一般包括前向功率检测和反向功率检测，由耦合 器和检波器构成，反向功率检测还可以通过输出环形器获得反射信号。但无论那种方法，都要求在射 频上就能分离前向信号和反向信号，但由于前向大功率信号的干扰，反向信号功率检测误差都会比较 大。而且这种电路对耦合器方向性要求很高，使批量生产成品率下降。这种电路在宽频带应用中的难 度也比较大。

发明内容

本发明提供的检测方法，可用于检测传输功率与驻波，比较目前常用的驻波检测电路，对驻波检测精 度将得到提高，且不受负载反射信号相位影响。本发明提供的检测方法能检测前向功率的幅度，同时 检测反向功率的幅度和相位，即得到矢量反射系数，由此可以进一步算出负载的复阻抗，这是目前常 用的驻波检测电路无法做到的。本发明的检测方法还可应用于宽频带，其可用频带宽度仅受检波器带 宽限制。本发明提供的检测电路不要求在电路上就能分离前向信号和反向信号，不需要高方向性的耦 合器。

附图说明

图1.矢量反射系数检测电路原理框图

图2.矢量反射系数检测电路功率取样部分S参数分析示意图

图3.对本发明原理作说明的圆图

图4.采用四路功率取样输出的检测电路原理框图

图5.对应图4框图原理的圆图

图6.采用开关切换共用检波器和模数转换器的电路原理框图

图7.一个本发明的测试实例连接图

具体实施方式

如图1为本发明的矢量反射系数检测电路原理框图。其电路组成部分说明如下：

射频通路上的功率首先被功率取样器(101、102、103)取样。功率取样器可以为耦合器，也可以是 分路器，还可以为串联电阻电容取样。功率取样输出为部分前向信号和部分反向信号矢量叠加，他们 的幅度相位关系由取样器和终端反射系数共同影响。功率取样器输出的射频信号由检波器(104)进 行功率检测放大滤波，之后经模数转换器(105)转换为数字信号。最后在处理器(106)中经运算既 得负载的反射系数，还可以算出正向功率、反向功率、驻波比、终端阻抗。

为说明该电路的原理，就要对其射频部分作S参数的分析，如图2，Port1为射频输入端口，Port2 为射频输出端口，Port2接负载Z_L，其反射系数Γ_L，Port3、4、5为3个功率耦合输出端口，他们的 输出功率分别为P3、P4、P5。如果Port3与Port4是一理想定向耦合器的耦合口与隔离口，则P4/P3 既得负载的反射损耗，并可以算出驻波比，这就是目前通用的驻波检测器的原理。但实际电路不可能 有理想定向耦合器，所以检测有误差，且受负载反射相位影响。通常情况下，取样输出P3、P4、P5 为部分前向信号和部分反向信号矢量叠加，先由端口Port3与Port4写出方程如下： Port3和Port4匹配，所以无入射波，由S参数得到：

b₂＝S₂₁a₁+S₂₂a₂

b₃＝S₃₁a₁+S₃₂a₂

b₄＝S₄₁a₁+S₄₂a₂

变换为：

b₃＝S₃₁/S₂₁b₂+(S₃₂-S₂₂S₃₁/S₂₁)a₂

b₄＝S₄₁/S₂₁b₂+(S₄₂-S₂₂S₄₁/S₂₁)a₂

两式相除得到：

$\frac{b_4}{b_3}=\frac{S_{41}/S_{21}+(S_{42}-S_{22}{S}_{41}/S_{21})a_2/b_2}{S_{31}/S_{21}+(S_{32}-S_{22}{S}_{31}/S_{21})a_2/b_2}$

令上式右边分子分母4个系数分别为A、B、C、D

a₂/b₂即为负载Z_L的反射系数Γ_L，

而|b₄/b₃|²为两耦合输出端口4、3的功率比P4/P3，假设测得的这个比值为k， 于是得到：

$k={\left|\frac{C+D{\Gamma }_L}{A+B{\Gamma }_L}\right|}^2$

上式右边各个变量均为复数，用下标R、I分别表示他们的实部与虚部，得到方程：

[k(B_R²+B_I²)-(D_R²+D_I²)]Γ_LR²+[k(B_R²+B_I²)-(D_R²+D_I²)]Γ_LI²

+[2kA_RB_R+2kA_IB_I-2C_RD_R+2C_ID_I]Γ_LR+[2kA_IB_R-2kA_RB_I-2C_ID_R+2C_RD_I]Γ_LI

+[k(A_R²+A_I²)-(C_R²+C_I²)]

＝0

令L₁＝[2kA_RB_R+2kA_IB_I-2C_RD_R+2C_ID_I]/[k(B_R² +B_I²)-(D_R²+D_I²)]

M₁＝[2kA_IB_R-2kA_RB_I-2C_ID_R+2C_RD_I]/[k(B_R²+B_I²)-(D_R²+D_I²)]

N₁＝[k(A_R²+A_I²)-(C_R²+C_I²)]/[k(B_R²+B_I²)-(D_R²+D_I²)]

方程可写为：Γ_LR²+Γ_LI²+L₁Γ_LR+M₁Γ_LI+N₁＝0

可以看出这是一个圆的方程，如图3中的实线。

一个方程无法解出Γ_LR与Γ_LR两个未知数，再由端口Port5和Port3可以得到另一个类似的方程：Γ_LR²+Γ_LI²+L₂Γ_LR+M₂Γ_LI+N₂＝0，如图3中的虚线。

通过这两个方程可以解出Γ_LR与Γ_LR，Γ_L＝Γ_LR+Γ_LRj，如图3中两个圆的交点A。

本例中，圆的另一个交点在圆图之外，可以舍去。但如果两个交点都在圆图内，我们就要用其他方法 来找出对应负载阻抗的那个点。可以再增加一路功率取样器(107)，如图4，这样在圆图上就会有三 个圆，如图5，他们有一个共同的交点，如图5中的A点，即对应负载的阻抗。实际应用中由于存在 误差，会有靠得比较近的两两相交的3个点，取他们的平均作为负载的反射系数，这样做在一定程度 上还可以减小误差。我们还可以继续增加功率取样检测，以通过平均来得到更准确的检测值。

方程中各个系数可以通过下面这些方法确定：(a)仿真计算，(b)网络分析仪测量，(c)用校准件校 准，即用几个已知特性的校准件作负载，然后根据电路检测的值逆向解出需要知道的电路参数，这就 是由多组Γ_L和k求系数L₁、M₁、N₁的过程。(d)综合使用a、b、c中的方法。

在某些情况下，比如特别宽的频率范围，则可能在某些频率点上有两个圆会非常靠近，这会使检测误 差变大，这时可以通过仔细调整功率取样器把这些频率点移出频带或者再增加功率取样器弥补这些频 率点。

图6是通过开关切换共用检波器和模数转换器。该图中增加了一个单刀多掷开关(108)，当处理器(106) 读取数据时，向开关发送控制信号(109)，依次选通各个取样器的输出。这样做只需一套检波器和模 数转换器，可以降低成本。

图7是一个本发明的测试实例，功率取样器是两组微带耦合线，功率检波器和模数转换器是用Agilent 的功率计，处理器为台式计算机。

测量两个待测件DUT1与DUT2，选择测量值P4/P3、P5/P3、P6/P3的方程两两构成二元二次方程组， 共三个方程组，每个方程组有两组解，取三个方程组比较接近的那组解的平均值作为最终解。

DUT1由一段微带末端焊一电容构成，结果如下：

取其中比较接近的那组解(无删除线的黑体数字)平均后得到

Γ_LR＝-0.8864

Γ_LI＝0.1466

结果为Γ_L＝-0.8864+0.1466j，矢网测出的结果为-0.8606+0.1685j

算出反射损耗是-0.93dB，相角171°，与矢网测试结果-1.14dB，169°相差0.2dB，2°。

DUT2由一段微带末端焊22欧电阻构成，结果如下：

取其中比较接近的那组解(无删除线的黑体数字)平均后得到

Γ_LR＝0.1108

Γ_LI＝0.3453

结果为Γ_L＝0.1108+0.3453j，矢网测出的结果为0.1106+0.3599j 算出反射损耗是-8.8dB，相角72.2°，与矢网测试结果-8.5dB，72.9°相差0.3dB，0.7°。 这个误差一般应用还是可以接收的。