使用亚阈值晶体管桥接电路的真均方根检测

摘要

本文公开了一种在检测输入射频信号(VIN+，VIN-)的信号电平中使用的亚阈值晶体管桥接电路(100)。在一个示范实施例中，亚阈值晶体管桥接电路的每个分支包括配置用于在输入信号电平的预确定范围内在亚阈值区域中操作的晶体管(G101-G104)。应用到桥接电路的第一对相对角的输入射频信号在其余对相对角产生桥输出信号，该桥输出信号具有与输入射频信号的包络的平方振幅大致成正比的低频分量。还公开了包括亚阈值晶体管桥接电路的各种检测器电路及用于使用亚阈值晶体管桥检测射频信号的信号电平的方法。

说明书

本发明一般涉及功率检测器，并且更具体地说，涉及检测射频(RF)信号的功率电平或真均方根电平。

背景技术

包括能够感测射频(RF)信号的电压电平、电流电平或功率电平的器件的射频检测器在无线电应用中用于多种目的。例如，RF检测器可用于测量发送器功率放大器的输出功率，或者估计接收信号的信号强度。

简单的包络检测器可能只包括二极管和电容器或四个二极管桥接整流器。用于功率检测应用的二极管通常是通过标准CMOS工艺技术制成的结型二极管(例如肖特基二极管)。这些结型二极管展示了大的前向电压降和差的控制操作参数，从而限制了基于二极管的检测器的动态范围和准确度。

也可通过利用诸如MOSFET等晶体管的二次操作特征构建RF检测器。一种方案利用之后为低通滤波器的单一软饱和FET的输入电压与输出电流之间的二次关系。基于软饱和放大器的功率检测器比简单的基于二极管的检测器具有更广的动态范围，但占用更大的面积。这些功率检测器也具有较低频率上限。

另一个熟知方案是使用不平衡的晶体管对作为整流信号检测器。不平衡对功率检测器相比单二极管或单晶体管设计对温度更不敏感，但具有限制动态范围的基本内置DC偏移电压。为改进动态范围，接收信号强度指示符(RSSI)电路经常使用耦合到一系列限幅放大器的不平衡晶体管对。其它电路通过使用具有反馈回路的可变增益放大器扩大检测器的动态范围，以放大RF信号，使得它落在检测器的受限动态范围内。当然，改进动态范围的这些方案的任一种需要更大且更复杂的电路，并且对设计细节需要更高要求的考虑，特别是在符合需要的操作频率接近可用半导体技术的截止频率时。

简单的电流或电压整流器检测器电路之后一般是滤波器，用于提供平滑的DC(或低频)输出。此类滤波器的输出与AC输入信号的平均值成正比。对于已知形状的波形，例如正弦波，由于平均值与诸如峰值或均方根(RMS)值等其它参数之间的关系是已知的，因此，此输出提供了需要的所有信息。然而，在一些应用中，甚至对于平均电平与RMS电平之间的关系未知的复数波形，RMS功率的直接测量可能是符合需要的。依赖晶体管的二次特征的一些功率检测器电路允许RMS检测。例如，上述不平衡对检测器有效地执行基于感测的输入电压的平方操作，连同整流操作，由此产生与输入信号的功率成正比的输出。通过取平均功率的平方根，可获得RMS值。产生与输入信号的RMS电平成正比的输出的检测器称为真RMS检测器。

发明内容

可在扩大范围真RMS检测器电路中使用的亚阈值晶体管桥接电路包括四个分支，每个分支包括配置用于在输入信号电平的预确定范围内在亚阈值区域中操作的晶体管。在一些实施例中，晶体管具有低或可忽略的阈值电压，并且每个晶体管的栅极DC耦合到相对分支上晶体管的栅极。在其它实施例中，晶体管被有效偏置以在输入信号电平的符合需要的范围的亚阈值区域中的符合需要的操作点操作，并且每个晶体管的栅极AC耦合到相对分支上晶体管的栅极。在每个这些实施例中，应用到桥接电路的第一对相对角的输入射频信号在其余对相对角产生具有与输入射频信号的包络的平方振幅大致成正比的低频分量的桥输出信号。

在一些实施例中，包括亚阈值晶体管桥接电路的检测器电路还包括DC到射频转换器电路和大致线性射频放大器，DC到射频转换器电路配置用于将桥输出信号转换为具有与桥输出信号电平成正比的振幅的第二射频信号，大致线性射频放大器配置用于通过预确定增益放大第二射频信号。这些实施例还包括整流器电路，整流器电路配置用于将放大的第二射频信号转换为与放大的第二射频信号的包络成正比的低频检测信号。

在各种这些实施例中，DC到射频转换器电路包括配置用于混合桥输出信号和本地振荡器信号以获得第二射频信号的频率混合器电路，本地振荡器信号具有与输入射频信号的中心频率不同的中心频率。其它实施例包括配置用于放大输入射频信号以获得振幅受限射频信号的限幅放大器，并且DC到射频转换器电路包括配置用于混合桥输出信号和振幅受限射频信号以获得第二射频信号的频率混合器电路。包括亚阈值晶体管桥接电路的检测器电路的一些实施例还包括配置用于将低频检测信号转换为采样功率电平信号的模数转换器，以及配置用于计算采样功率电平信号的平方根以获得采样真均方根信号的数字处理电路。

也公开了一般对应于本文中公开电路的各种方法。在一个示范实施例中，检测射频信号的信号电平的方法包括将输入射频信号应用到亚阈值晶体管桥接电路的第一对相对角，桥的四个分支的每个分支包括配置用于在输入信号电平的预确定范围内在亚阈值区域中操作的晶体管。方法还包括基于在桥接电路的其余对相对角所取的桥输出信号，检测输入射频信号的信号电平，桥输出信号具有与输入射频信号的包络的平方振幅大致成正比的低频分量。

当然，本发明并不限于上述特性和优点。本领域的技术人员在阅读以下具体实施方式并查看附图时将认识到附加特性和优点。

附图说明

图1是根据本发明的一些实施例，包括亚阈值晶体管桥接电路的检测器电路的示意图。

图2是示出亚阈值晶体管桥接电路的另一实施例的示意图。

图3是示范功率检测器电路的框图。

图4是根据本发明的一些实施例，示出真RMS检测器电路的一个实施例的框图。

图5是示出DC-RF转换器电路的一个示范实施例的示意图。

图6是示出示范RF整流器电路的示意图。

图7是示出用于检测射频信号的信号电平的示范方法的进程流程图。

图8示出在亚阈值晶体管桥接电路的模型中的电流。

具体实施方式

图1是根据本发明的一些实施例的亚阈值晶体管桥接电路100的示意图。桥接电路100包括四个分支，每个分支包括配置用于在输入信号电平的预确定范围内在亚阈值区域中操作的晶体管。每个晶体管T101-T104的栅极DC耦合到相对分支上晶体管的栅极。因此，栅极G101耦合到G104，并且栅极G102耦合到G103。如下面将更详细解释的一样，在端子V_IN+和V_IN-处应用到桥接电路100的第一对相对角的输入射频(RF)信号在其余对相对角处产生具有与输入RF信号的包络的平方振幅大致成正比的低频分量的桥输出信号。

射频电路设计的技术人员将认识到，亚阈值晶体管桥接电路具有稍微类似于无源混合器的拓扑，但没有互补对。然而，如下面将详细描述的一样，此电路的操作原理大不相同。亚阈值晶体管桥接电路有效地将输入射频(RF)信号整流，并生成与输入信号的平方成正比的输出时变DC信号。(“DC信号”在此上下文中使用时只表示跟踪输入RF信号的电平的低频信号。因此，在此上下文中，“DC”包括近似DC信号，并且不指示信号绝对恒定和不变。)因此，执行获得输入RF信号的RMS值所必需操作的最具挑战的部分，即：

${U_{\mathrm{RMS}}}^2=\frac{1}{T}\underset{0}{\overset{T}{\int }}{u}^2\left(t\right)\mathrm{dt}.---\left(1\right)$

如果在图1的亚阈值晶体管桥接电路的V_IN+与V_IN-端子之间应用的输入电压为正，则场效应晶体管T101和T104导通，并且电流通过负载Z100流经桥输出。如果输入电压更改符号，则开启晶体管T102和T103。因此，有整流进程，其中，负载Z100响应于输入射频信号而接收电流，其方式使得通过电路负载的电流是单向的。在图1的电路用作检测器电路时，晶体管T101-104在输入信号电平的预确定范围内在亚阈值区域中操作，从而产生与应用到V_IN+和V_IN-的输入RF信号的包络的平方振幅成正比的输出电流。

在一些实施例中，通过使用在任何现代CMOS工艺中可用的低或零阈值电压晶体管，可确保在输入信号电平的预期范围内从亚阈值桥接电路获得适当的电流响应。在图2的电路中示出一个备选解决方案，其中，使用电阻器R201-R208，有效地偏置亚阈值晶体管桥接电路200的每个晶体管。在图1的电路中，每个晶体管的栅极DC耦合到桥的相对分支上晶体管的栅极。在图2的电路中，每个晶体管的栅极通过耦合电容器C201-C208AC耦合到桥的相对分支上晶体管的栅极。

图2所示的偏置方案使得在优化符合需要的亚阈值操作的范围的同时，使用带有标准阈值电压的晶体管成为可能。本领域技术人员将理解的是，可采用各种偏置配置在符合需要的亚阈值操作点偏置亚阈值晶体管桥的晶体管；因此，图2所示的电路要视为只是说明而不是限制。此外，虽然图1和图2的示意图示出增强模式n沟道MOSFET，但本领域技术人员将理解的是，通过使用不同类型的晶体管，可组装带有等效操作的类似电路。

任何情况下，在图2的电路中，晶体管T101和T103及T102和T104将同时导通。然而，通过负载Z200的电流保持单向，带有与输入射频信号的包络的平方振幅大致成正比的低频(即，近似DC)分量。这能够通过图8的电路的分析看到，该分析利用图1和2的电路的对称性，为亚阈值晶体管桥接电路的电流建模。

一般而言，MOS场效应晶体管的亚阈值电流能够描述为

$I_{\mathrm{DS}}=I_0[1-\exp \left(\frac{V_{\mathrm{DS}}}{V_{\mathrm{thermal}}}\right)]·\exp \left(\frac{V_{\mathrm{GS}}-V_T}{\eta V_{\mathrm{thermal}}}\right),---\left(2\right)$

其中，I₀是在V_GS＝V_T的亚阈值电流，V_thermal是热电压，η是亚阈值斜率因数(与亚阈值摆动反比例相关(inversely related))，以及V_T是晶体管阈值电压。能够从基本半导体物理学得出的等式(2)的漏电压相关性反映源于在MOS晶体管中双极动作的电流的扩散类型，并且与用于当前使用的半导体工艺的通过实验验证的仿真模型一致。

晶体管桥中的亚阈值电流能够如图8所示建模，其中，通过T801的电流能够示为是：

$I_1=I_0[1-\exp \left(\frac{V_{\mathrm{IN}}}{2V_{\mathrm{thermal}}}\right)]·\exp \left(\frac{\frac{1}{2}{V}_{\mathrm{IN}}-V_T}{\eta V_{\mathrm{thermal}}}\right).---\left(3\right)$

其中，V_IN是V_IN+与V_IN-之间输入电压的振幅。类似地，通过T802的电流能够示为是：

$I_2=I_0[1-\exp \left(\frac{V_{\mathrm{IN}}}{2V_{\mathrm{thermal}}}\right)]·\exp \left(\frac{{-V}_T}{\eta V_{\mathrm{thermal}}}\right).---\left(4\right)$

假设输入电压小于热电压，则电流可使用泰勒级数扩展，并且通过负载Z800的总电流因而表示为：

$I_{\mathrm{OUT}}=I_2-I_1=I_0·\exp \left(\frac{-V_T}{\eta V_{\mathrm{thermal}}}\right)·\frac{{V^2}_{\mathrm{IN}}}{4V_T{V}_{\mathrm{thermal}}}.---\left(5\right)$

本领域技术人员将理解的是，在如等式(5)中表示的此电流与由于诸如单个二极管或晶体管等单个半导体器件的非线性而产生的电流之间存在相当大的差异。正如从上述分析中能够看到的一样，T801和T802中电流之间的差运算取消了常数和线性项，因此消除了在基于二次非线性的其它检测器中产生的偏移电压。结果是用于亚阈值晶体管桥接电路的操作的有用区域比用于常规二次检测器的要大得多。

本领域技术人员也将理解的是，由于桥晶体管的亚阈值操作的原因，上述桥输出信号极小。因此，在本发明的一些实施例中，通过将低频桥输出信号转换回RF信号，然后使用AC耦合放大器放大新RF信号，将信号放大到有用电平。此方案避免了会由于直接放大DC桥输出信号而产生的DC偏移问题。

图3中提供了示出此一般方案的框图。可以作为图1或2中所示电路的亚阈值晶体管桥接电路300或其等效物之后是DC-RF转换器电路310，DC-RF转换器电路310将桥输出信号从低频(近似DC)信号转换为具有与桥输出信号电平成正比的振幅的第二RF信号。DC-RF转换器310输出的第二RF信号由放大器320放大，该放大器是常规线性RF放大器。放大器320的增益经选择以将来自桥300的桥输出信号放大到更适合RF整流器电路330进行常规检测的电平，RF整流器电路330将从放大器320输出的放大的信号转换为与放大的第二射频信号的包络成正比的低频(近似DC)信号。相应地，假设有符合需要的输入操作范围，放大器320的精确增益和配置取决于桥输出信号的预期范围。在一些情况下，在放大器320中可需要不止一个增益级以实现符合需要的增益。

如下面将更详细论述的一样，图3的检测器电路中的DC-RF转换器310可包括混合器电路，其配置为使得DC(或近似DC)桥输出信号与本地振荡器(LO)信号在第二射频混合以获得也在第二射频的RF输出。在此配置中，RF输出的电平由桥输出信号电平确定。在图3的配置中，通过应用输入RF信号到限幅放大器340，从输入RF信号生成LO信号。限幅放大器340的输出是电压受限的，因此，输出振幅在输入RF信号电平的预期范围内不会有大的变化。这确保DC-RF转换器310的输出电平直接取决于桥输出信号电平，并且不受LO信号电平变化的影响。

相同的振幅受限信号也在图3中用于提供开关输入到RF整流器330。整流器电路330的示范实施例在图6中提供并且在下面论述。

驱动DC-RF转换器310和RF整流器电路330的备选方案在图4中示出。在此检测器电路配置中，驱动DC-RF转换器310和整流器330的LO信号由本地振荡器电路410提供，本地振荡器电路410例如可包括常规环形振荡器或其它射频信号源。此配置的一个优点是第二射频信号的频率f₂可选择为与输入RF信号的频率不同。在一些实施例中，f₂可比输入信号频率低得多，从而可能简化DC-RF转换器310、线性放大器320和/或RF整流器330的设计。

图4示出根据本发明的一些实施例，可能包括在检测器电路中的两个附加级。具体而言，RF整流器330之后是将RF整流器330的低频输出转换为采样数字信号的模数转换器(A/D)420。由于亚阈值晶体管桥300的平方操作，A/D 420的输出实际上是与输入RF信号的功率电平成正比的采样功率电平信号。通过使用平方根电路430，将此采样功率电平信号转换为“真”RMS值，平方根电路430可包括可由适当编程微处理器访问的查找表，或用于计算平方根值的其它常规部件。

图5提供根据一些实施例的DC-RF转换器310的示范示意图。然而，本领域技术人员将理解的是，各种其它电路可用于将低电平、低频率输入电流转换为具有与输入信号电平成正比的振幅的RF信号。

图5所示的DC到RF转换器310包括以无源混合器拓扑布置的晶体管的四个互补对T501-T504和T501C-T504C。如上所述，饱和RF信号可从原RF输入信号生成，并用作转换器中的开关信号以将桥输出信号转换为跨负载Z500的RF信号。在图5中，开关信号表示为RF_LIMITED。备选，可使用简单的环形振荡器，在另一(经常较低的)频率生成不同的本地振荡器信号。频率的选择一般是AC耦合电容器的技术速度与大小之间的折衷。

图6提供根据一些实施例的RF整流器电路330的示范示意图。同样地，本领域技术人员将理解的是，在此情况下，可采用各种其它电路以将RF信号转换为具有与RF信号电平成正比的振幅的DC(或缓慢变化的)输出信号。

图6所示的示范RF整流器电路330也包括再次以无源混合器拓扑布置的晶体管的四个互补对T601-T604和T601C-T604C。应用到互补晶体管对的栅极的开关信号是与DC-RF转换器310中使用的相同信号，此处表示为RF_LIMITED。在图3和图4所示检测器电路中，此开关信号是应用到DC-RF转换器310的相同信号，但在一些实施例中可使用优选是在与用于驱动DC-RF转换器310的信号相同频率的不同信号。

鉴于上述示范电路及其变型，在图7的进程流程图中示出检测射频信号的信号电平的一般方法。此进程流从方框710、以将输入RF信号应用到亚阈值晶体管桥接电路的第一对相对角开始。如上在图1和2的上下文中所述，亚阈值桥接电路的四个分支的每个分支包括配置用于在输入信号电平的预确定范围内在亚阈值区域中操作的晶体管。因此，在桥的其余对相对角的桥输出信号具有与输入射频信号的包络的平方振幅大致成正比的低频分量。换而言之，桥信号输出由平方振幅分量主导-实质上消除了对输入射频信号电平的任何DC偏移或线性相关性。

如更早所述，桥输出信号较弱，这是因为桥接电路的晶体管在亚阈值模式中操作。相应地，如在方框720所示，桥输出被转换为第二RF信号，以便它能够放大到更适合线性检测的电平。使用大致线性射频放大器执行的此放大在方框730示出。如上相对于图3和4所述，可采用各种电路将桥输出信号转换为RF信号。在一些实施例中，此转换通过混合器电路执行，由通过利用限幅放大器放大输入RF信号而生成的开关信号驱动以获得振幅受限的射频。一般对RF输入信号电平的振幅变化不敏感的此开关信号与桥输出信号混合以获得用于放大的第二RF信号。

在其它实施例中，通过使用由单独生成的本地振荡器信号驱动的混合器电路，执行在方框720中示出的DC-RF转换，所述本地振荡器信号具有与输入射频信号的中心频率不同的中心频率。在这些实施例的一些实施例中，第二无线电射频信号的频率可比输入射频信号的频率低得多。

在如方框730所示放大后，如方框740所示，将第二RF信号转换为低频(DC或近似DC)信号。同样地，此转换可使用混合器电路执行，该混合器电路可由在将桥输出信号转换为第二RF信号中使用的相同开关信号驱动。此转换的结果是与第二RF信号的振幅成正比，并因而与输入RF信号的功率电平成正比的低频检测信号。最后，使用A/D转换器将检测信号转换为采样功率电平信号，以及通过取采样功率电平信号的平方根计算的RMS信号。结果真RMS信号因而与输入RF信号的RMS电平大致成正比。

在了解上述范围的变化和应用后，应理解，本发明并不受上述说明限制，也不受附图限制。相反，本发明只受随附权利要求及其法律等效物的限制。