一种基于改进尾电流源结构的低相位噪声LC VCO

摘要

一种基于改进尾电流源结构的低相位噪声LC VCO(基于电感-电容谐振的压控振荡器)，其尾电流源由工作在线性区的P-MOSFET管M6和工作在饱和区的P-MOSFET管M8串联而成，P-MOSFET管M6与P-MOSFET管M8的栅极接在一起，电流镜由另两个P-MOSFET管M5、M7对P-MOSFET管M6、P-MOSFET管M8构成，电流通过电流镜偏置到VCO中。由于线性区工作的P-MOSFET管M6的漏源电压很小，从而，M6管的引入对VCO输出信号的最大摆幅影响较小。此外，M6管的引入使M8管的漏端(即A点)看进去的等效电阻变大，从而谐振腔的损耗减小，使该LC VCO可以实现更低的相位噪声。

说明书

技术领域

本发明涉及一种低相位噪声的LC VCO(基于电感-电容谐振的压控振荡器)电路结构，具体涉及一种通过改进尾电流源电路结构来提高相位噪声性能的基于改进尾电流源结构的低相位噪声LC VCO。 

背景技术

LC VCO是通信系统中频率合成器的重要模块，它的相位噪声、功耗、面积等性能对通信系统有着重要影响。相位噪声影响着通信质量，各种通信系统如GSM、CDMA、ZigBee、802.11、GPS、UWB等都对相位噪声有严格的规定，而功耗和面积则对移动通讯终端的成本起着决定性作用，因此，在不增大功耗和面积的前提下，提高LCVCO的相位噪声性能成为当前的研究热点与难点。 

通常，LC VCO的相位噪声性能可以通过增大功耗或者提高电感Q来提高，但是这两种方法均会增大通信系统成本。针对这一问题，2001年Emad Hegazi和Asad.A.Abidi在文献A Filtering Technique toLower LC Oscillator Phase Noise^[1]中提出了一种噪声滤波技术，该方法能够在不增加功耗的情况下提高LC VCO的相位噪声性能，但是需要引入额外的电感、电容来滤除尾电流源的二次谐波分量，因此该方法显著地增大了芯片面积；2004年C.C.Boon等人在文献RF CMOSLow-Phase-Noise LC Oscillator Through Memory Reduction TailTransistor中提出将LC VCO的尾电流源由固定偏置改为互补开关控 制，该方法可以减小尾电流源的1/f噪声，且不会增大芯片面积，但是由于尾电流源偏置在开关状态，所以尾电流大小不能保持恒定且电流大小随工艺偏差大，非恒定的尾电流将引入幅度噪声，并通过变容管的AM-FM调制转换为相位噪声，且工艺偏差对该结构性能的影响较大。2005年Thierry Lagutere等人在文献Method to design low noisedifferential CMOS VCOs without tail current source中提出将LC VCO的尾电流源去掉，该方法可以在不增加芯片面积的情况下得到更好的相位噪声性能，但是由于没有尾电流源，该结构性能随工艺偏差大，而且电源抑制性能和稳定性差。在现有的各种低相位噪声LC VCO结构中，相位噪声性能的提高均以面积的增大、性能稳定性或电压抑制性能的降低为代价。 

发明内容

本发明的目的在于提供一种工艺稳定性和电压抑制性能好、同时在不增加功耗和不太影响芯片面积的情况下能提高相位噪声性能的基于改进尾电流源结构的低相位噪声LC VCO。 

为达到上述目的，本发明采用的技术方案是：该尾电流源结构的低相位噪声LC VCO的尾电流源由工作在线性区的P-MOSFET管M₆和工作在饱和区的P-MOSFET管M₈串联而成，P-MOSFET管M₆与P-MOSFET管M₈的栅极接在一起的，电流镜由另两个P-MOSFET管M₅、M₇对P-MOSFET管M₆、P-MOSFET管M₈构成，电流通过电流镜偏置到VCO中。 

同传统的LC VCO相比，本发明的结构只增加了两个位于线性区 的MOS管M₅和M₆，相对于大面积的电感和电容来说，它们的面积可以忽略不计，所以，本发明基本上不会影响芯片面积。而另一方面，由于线性区工作的P-MOSFET管M₆的漏源电压很小，从而，M₆管的引入对VCO输出信号的最大摆幅影响较小。此外，M₆管的引入使M₈管的漏端(即A点)往电源看进去的等效电阻变大，从而谐振腔的损耗减小，使LC VCO可以实现更低的相位噪声。 

附图说明

图1为传统LC VCO结构； 

图2为本发明的LC VCO结构； 

图3为传统LC VCO的尾电流源噪声分析图； 

图4为本发明的LC VCO的尾电流源噪声分析图； 

图5为传统的LC VCO与本发明LC VCO的调谐曲线对比图； 

图6为频偏100kHz处两个VCO的相位噪声随V_C的变化曲线对比图； 

图7为频偏1MHz处两个VCO的相位噪声随V_C的变化曲线对比图； 

图8为V_C＝0.6V时，两个VCO的相位噪声随频偏的变化曲线对比图； 

图9为V_C＝1.2V时，两个VCO的相位噪声随频偏的变化曲线对比图。 

具体实施方式

下面结合附图对本发明作进一步详细说明。 

传统的LC VCO结构如图1所示，它的尾电流源只有一个处于饱 和区的M₆管(P-MOSFET)，电流镜由M₅(P-MOSFET)对M₆(P-MOSFET)构成，电流通过电流镜偏置到VCO中。本发明提出的LC VCO结构如图2所示，尾电流源由工作在线性区的P-MOSFET管M₆和工作在饱和区的P-MOSFET管M₈串联而成，P-MOSFET管M₆与P-MOSFET管M₈的栅极接在一起的，电流镜由另两个P-MOSFET管M₅、M₇对P-MOSFET管M₆、P-MOSFET管M₈构成，电流通过电流镜偏置到VCO中。 

验证表明本发明的尾电流源可以使VCO获得更低的相位噪声。 

为了说明本发明的效果，使用SMIC 0.18μm射频CMOS工艺对传统的LC VCO结构及本发明的结构进行了仿真比较。在仿真过程中，两个VCO的电感L、变容管C_V、以及M₁～M₄管的各种参数完全一样，同时图1和图2中电流镜的栅电压(即B点电压)相等，偏置电路的电流和尾电流源的电流也都相等。 

图5为传统LC VCO与本发明VCO的调谐曲线图，从图中可以看出两者的调谐曲线完全一致；图6和图7分别为在频偏100kHz和1MHz处两个VCO的相位噪声随压控电压V_C的变化曲线对比图，图8和图9分别为V_C＝0.6V和V_C＝1.2V时，两个VCO的相位噪声随频偏变化曲线对比图，从图6～图9可以看出，在相同的功耗下以及不影响芯片面积的情况下，本发明的LC VCO的在小于1MHz的频偏处，相位噪声性能改善明显，相对于传统的LC VCO结构能降低约2～5dBc/Hz。 

图3和图4分别为传统LC VCO和本发明结构的尾电流源中所存 在的各种噪声电流源示意图。由图3容易得到传统LC VCO中尾电流源流入谐振腔的均方噪声电流为： 

$\overline{i_{n,\mathrm{out}}^2}=\overline{i_{n5}^2}·\frac{g_{m6}^2}{g_{m5}^2}+\overline{i_{n6}^2}=m^2·\overline{i_{n5}^2}+\overline{i_{n6}^2}---\left(1\right)$

式中： 分别为M₅、M₆管均方噪声电流， 为输入VCO核的均方噪声电流，g_m5、g_m6分别表示M₅和M₆管的跨导；m为VCO尾电流与偏置电路电流的比值。 

对于本发明的LC VCO电路结构，可以采用噪声叠加的方法计算流入谐振腔的电流。首先，分析M₅和M₇管的噪声影响，如图4所示，假设两者等效到栅上(即B点)的噪声电压为v_ng，则v_ng满足： 

$\overline{v_{\mathrm{ng}}^2}·g_{m5}^2·{\left(\frac{g_{m7}}{g_{m7}+g_{\mathrm{ds}5}}\right)}^2+\overline{v_{\mathrm{ng}}^2}·{\left(\frac{1}{1/g_{m7}+1/g_{\mathrm{ds}5}}\right)}^2=$

$\overline{i_{n5}^2}·{\left(\frac{g_{m7}}{g_{m7}+g_{\mathrm{ds}5}}\right)}^2+\overline{i_{n7}^2}·{\left(\frac{g_{\mathrm{ds}5}}{g_{m7}+g_{\mathrm{ds}5}}\right)}^2---\left(2\right)$

式中：、 为均方噪声电压， 为M₇管的均方噪声电流，g_ds5表示M₅管的沟道电导；g_m7表示M₇管的跨导。 

将式(2)化简可得： 

$\overline{v_{\mathrm{ng}}^2}=\frac{\overline{i_{n5}^2}·g_{m7}^2+\overline{i_{n7}^2}·g_{\mathrm{ds}5}^2}{g_{m7}^2(g_{m5}^2+g_{\mathrm{ds}5}^2)}---\left(3\right)$

进一步可得该栅电压所引起的流入振荡器谐振腔的均方噪声电流 为： 

$\overline{i_{n,\mathrm{out}1}^2}=\overline{v_{\mathrm{ng}}^2}·g_{m6}^2·{\left(\frac{g_{m8}}{g_{m8}+g_{\mathrm{ds}6}}\right)}^2+\overline{v_{\mathrm{ng}}^2}·{\left(\frac{1}{1/g_{m8}+1/g_{\mathrm{ds}6}}\right)}^2---\left(4\right)$

将式(3)代入式(4)得： 

$\overline{i_{n,\mathrm{out}1}^2}=\frac{\overline{i_{n5}^2}·g_{m7}^2+\overline{i_{n7}^2}·g_{\mathrm{ds}5}^2}{g_{m7}^2(g_{m5}^2+g_{\mathrm{ds}5}^2)}·[g_{m6}^2·{\left(\frac{g_{m8}}{g_{m8}+g_{\mathrm{ds}6}}\right)}^2+{\left(\frac{1}{1/g_{m8+1/g_{\mathrm{ds}6}}}\right)}^2]=$

$\frac{\overline{i_{n5}^2}·g_{m7}^2+\overline{i_{n7}^2}·g_{\mathrm{ds}5}^2}{g_{m7}^2(g_{m5}^2+g_{\mathrm{ds}5}^2)}·\frac{g_{m8}^2(g_{m6}^2+g_{\mathrm{ds}6}^2)}{{(g_{m8}+g_{\mathrm{ds}6})}^2}=m^2·\frac{\overline{i_{n5}^2}·g_{m8}^2+\overline{i_{n7}^2}·g_{\mathrm{ds}6}^2}{{(g_{m8}+g_{\mathrm{ds}6})}^2}---\left(5\right)$

而M₅管M₇管的噪声对振荡器的影响比较容易计算，为： 

$\overline{i_{n,\mathrm{out}2}^2}=\frac{\overline{i_{n6}^2}·g_{m8}^2+\overline{i_{n8}^2}·g_{\mathrm{ds}6}^2}{{(g_{m8}+g_{\mathrm{ds}6})}^2}---\left(6\right)$

式中：g_ds6表示M₆管的沟道电导；g_m8表示M₆管的跨导。 

由式(5)及式(6)可得本发明的LC VCO中尾电流源流入振荡器谐振腔的噪声电流为： 

$\overline{i_{n,\mathrm{out}}^2}{=m}^2·\frac{\overline{i_{n5}^2}·g_{m8}^2+\overline{i_{n7}^2}·g_{\mathrm{ds}6}^2}{{(g_{m8}+g_{\mathrm{ds}6})}^2}+\frac{\overline{i_{n6}^2}·g_{m8}^2+\overline{i_{n8}^2}·g_{\mathrm{ds}6}^2}{{(g_{m8}+g_{\mathrm{ds}6})}^2}=$

$m^2·\overline{i_{n5}^2}·\frac{g_{m8}^2+\frac{\overline{i_{n7}^2}}{\overline{i_{n5}^2}}·g_{\mathrm{ds}6}^2}{{(g_{m8}+g_{\mathrm{ds}6})}^2}+\overline{i_{n6}^2}·\frac{g_{m8}^2+\frac{\overline{i_{n8}^2}}{\overline{i_{n6}^2}}·g_{\mathrm{ds}6}^2}{{(g_{m8}+g_{\mathrm{ds}6})}^2}---\left(7\right)$

对比式(1)和式(7)可以看出，在 的情况下，本发明的LC VCO中尾电流源贡献的相位噪声小于传统结构的噪声贡献，此外M₆管的引入增大了A点往电源处所看到的等效电阻，因此减小了谐振器的损耗，进而减小谐振腔的噪声贡献。 

通过将本发明的LC VCO与传统结构在原理以及仿真结果上的比较，显示本发明在不增大电路功耗以及不影响芯片面积的情况下，比传统的LC VCO具有更好的相位噪声性能。