通过测量身体电阻抗监控生理变量的装置

摘要

本发明涉及一种身体阻抗测量装置，包括通过第一电极组向患者身体注入测试电流的装置，读取属于第二电极组的两个电极间电压变化的装置，其特征在于所述读取电压变化的装置包括一个相干解调器。

说明书

发明领域：

本发明涉及生命信号监控领域，特别是用于非侵入性监控的可佩戴系统。

背景技术：

阻抗测量是一项已见于文字并自六十年代开始已经被充分研究的技术。这篇文件将引用解决相似问题的专利文献，然后将强调本发明与这些专利间的不同以阐明适用于目前应用中具体方面所需的改进。

阻抗测量用于评估通过两个电极向身体注入高频低强度电流后的身体阻抗变化，并测量这种电流引起的电压降。测得的阻抗依赖于身体组分和身液的流动。由此产生了基于这种技术的不同应用：在营养科学中用于计算身体质量指数，在心脏病学(阻抗心动描记法)中用来监控心输出量，在呼吸描记法中来检查呼吸，等等。

在阻抗呼吸描记法中可以监控依赖于由通过肺部的空气决定的胸腔阻抗变化的呼吸行为。只使用两个电极的阻抗系统只有在客体处于静止状态下显示出可接受的结果。为了改进这种系统的性能，需要使用一种四线测量方法，因此使用四个电极；外面的电极专用于注入高频低强度电流，而里面的电极可以测量由于呼吸运动导致的阻抗改变产生的电压变化。

四电极测量方法，由于测量放大器的高输入阻抗，可以去除电线电阻和电极与皮肤间的接触电阻的影响，这会明显改变我们要测得阻抗。此外，用于注入电流的两个电极与用于测量电压的两个电极不同，它的使用使得测量电极间电流密度的空间分布近似恒定。

这可以减少由于较高电流密度造成“注入”电极附近阻抗变化的影响。因为测量的阻抗是肺中空气量的函数，这种方法可以用肺活量计进行校准。

阻抗变化(ΔZ)与空气量变化(ΔV)的关系在大部分情况下基本为线性。

系数ΔZ/ΔV依赖于客体的物理尺寸和电极位置，且在0.3-1ohm/litre之间。因此与每个呼吸循环相对应的阻抗变化低于基本阻抗的1％。

在US3802419中为了测量由一对表面电极注入的高频电流的通过所决定的电压，使用了一个标准全波二极管整流器。

US3882851在框图中显示使用了一个同步解调器，其输出信号用来控制刺激电流的振幅。这用来保证测量电压的变化在可接受的范围下，以补偿这种解决方法带来的漂移。

发明内容：

本发明的目的是提出一个简单、轻便且容易携带的装置，能够获得身体阻抗得精确测量值。

提出的解决方案包括一个模拟前端，其通过一个四电极法测量阻抗，具有用于特定用途的相应特性，其也可以在诸如营养科学、心脏病学、呼吸描记法等其它领域使用。

本发明进一步的目的是提供一种适合实现并集成到可佩戴测量系统中的装置，这个装置对运动中客体的典型干扰源(电磁的、机械的和热的)具有高抗扰性，这是一种具有小尺寸、低耗能的装置并易于集成到所述的可佩戴测量系统中。

关于使用这种具有适当的刺激频率的仪器，现有技术文献中阐述显示其对总阻抗(真实部分)的抗扰是显著的，并且在这种情况下，所需的信息可以直接从阻抗测量的振幅获得，而不是来自向量测量；此外，观察与基本值相比的小百分比变化的需要意味着在整个测量电路的可重复性方面非常严格的需求。

主要功能块由一个具有基于能带隙基准的振幅控制功能的轻度失真的振荡器，一个高精度解调器和必须的增益级组成。正弦电流发生器必须提供一个轻度失真的振荡(最好为0.1％)并保证振幅稳定。解调器块(在下文中被称之为“相干解调器”)可以在所需的频率及预知的环境条件(包括运动的影响)下获得足够精度的测量值。

基于此原因，一个基于相干解调器的平均值检波器作为标准自动二极管检波器的首选，因为后者引入的不利条件与所述精度需求不符：整流时间(整流器二极管的极化和去极化)主要取决于使用的OPAMP(运算放大器)的开环带，因为在换相过程中位于反馈电路的二极管不通；也使用快速OPAMP，系统花在使输出量与输入信号符号的改变相适应的时间可以是一个半周期的相容分数(在感兴趣的频率下，范围为20KHz-100KHz)，这样就在解调信号中引入了一个不可忽视的测量误差。

而且，这个时间强烈依赖于信号自身的振幅和环境温度，在同一装置的不同样本中也显示出很大的变化。由于快速OPAMPs在从非线性到强反馈状态通过时容易振荡，而另一方面，慢速OPAMPs在整流延迟问题上有消极影响，引入了所述误差。

本发明使用的解调器可以概括为下面几个功能块：一个具有两个反相输出(一个为反向)的微分放大器，一个比较器，一个SPDT(单刀双掷)开关和一个低通滤波器；所述整条电路构成一个高精度平均值检波器。

这个解调器，根据输入信号的符号操纵输出信号的周相移动，显示出确定零交点处的暂时误差与被检信号振幅间的关系；对于最大可接受误差的影响及量化的计算，在本发明具体描述中说明。对于示意图中所示的电子元件，计算误差不超过测量值的0.2‰。

所以，照这样构成的系统可以在诸如对客体在运动中的连续监控呼吸行为(阻抗呼吸描记法)的这样应用中获得满意的结果，使用标准ECGAg/AgCI和非传统纤维电极作为可携带系统的一部分，可以保证运动伪差的高鲁棒性(robustness)，如对样品进行试验证明的那样。

附图说明：

图1显示了具有装置功能块的框图，并且包括每个输入正弦波通过测量电路进行处理的图解描述。

图2显示了振荡块(包括稳定系统)和电压-电流转换器的优选实施例的电路示意图。

图3显示了还包括滤波块，具有两个反相输出的微分放大器块和相干解调器的测量电路的电路示意图。

图4显示了整流信号平均值误差(平均值百分比)与瞬时零交点检测处的百分比误差相比的趋势。

具体实施方式：

由于我们要监控微小的身体阻抗变化，阻抗测量系统需要一个解调系统来保证测量精度，考虑到测量在几十秒，有时可能为几分钟(即几个呼吸周期)的范围内的可重复性；这要求对模拟前端，特别是平均值检波器的严格要求。

本发明的优选实施例使用“相干解调器技术”，可以在电噪音环境和快速温度变化下实现可靠的测量，此便携式装置也允许客体在运动状态下中佩戴实现可靠的测量。

参照图1，所述本发明的优选实施例被描述。具有振幅控制功能的轻度失真振荡器10在输出端传递一个振幅稳定的正弦波。所述正弦波被送入到电压-电流转化器11以获得高频、低强度的正弦电流，其通过注入电极12被注入患者身体。

然后，一对接收电极13测量由所述注入电流引起的两个电极间的身体阻抗的电压降。滤波器14净化测量信号，微分放大器15向在输出端传递两个信号的输入信号提供放大，相对于输入信号，输出端信号一个同相，另一个反相。微分放大器15中与输入信号同相的输出信号被送入快速比较器16中，其输出为方波，与所述微分放大器15的两个输出一起被送入快速开关17的控制输入端。对于所述快速开关17，方波起控制信号的作用，操纵其在输出端传递整流的正弦波。

所述比较器16和所述开关17一起构成相干解调器，其输出(所述整流正弦波)最终被送入低通滤波器18中，它提取所述相干解调器输出的平均值。

在本发明的另一优选实施例中，所述具有振幅控制功能的轻度失真振荡器10的输出被送入所述快速比较器16中，而不是微分放大器15中与输入信号同相的输出信号。在这种布局技术中，所述低通滤波器18的输出信号将与测得阻抗的真实部分成比例。

在本发明的另一优选实施例中，所述电极组中的两个冷端电极是电连接的，而且在本发明的另一种优选实施例中，所述电极组中的热端和冷端电极都是电连接的。这种布局技术使得测量更加容易得进行，即使由于大量的电磁干扰需要对得到的信号进行较高程度的滤波。

在如使用胸阻抗监控呼吸活动的应用中，所述正弦波的频率可以在2OkHz-100kHz间变化，且其峰值振幅为几个mA。具有这种特性的电流频率过高且振幅过低而不能刺激生物组织。基本的重要方面是获得低于0.1％失真的振荡。

如果选择的振荡频率为50kHz，满足要求的正弦曲线可以通过典型的韦恩桥(Wien′s bridge)构造实现。可替换的，可以使用适当的数字可编程频率合成器。

有利的是在本发明的一个优选实施例中，所述振荡器10包含一个用于稳定输出信号振幅的附加反馈环，对于发生信号的周期具有“大的”时间定量；这个特征对于补偿温变(即从内到外)或电源供应造成的变化非常有效。

更好地，我们将使用振荡输出，提取峰值并.根据权利要求1-7所述的身体阻抗测量装置，其特征在于将其与适当的具有高稳定性的参考电压(如能带隙影响型)相比较。更好地，这两个值之间的区别可以通过微分放大器(如，作为一种可能的解决方法，可以使用AD620模拟装置)测量。AD620输出可以被用来控制OTA(跨导OPAMP)，如CA3080型INTERSIL(增益放大器)，目的是把电压稳定到期望值。

图2显示了本发明的另一优选实施例，以获得50kHz、300mV峰值振幅的正弦波。连续级是电压-电流转换器，其使得在50kHz、3mA峰值振幅获得的引用的电流；其由一个模拟加法器和一个缓冲级形成，其中加法器级在输入端有控制电压和在参考电阻器R₁较低端得到的电压；强加到负载的电流然后等于控制电压与R₁之比，直到OPAMPs的开环增益大到足够使虚拟短电路原则上实现。

这样的一种解决方案(即使没有绑定)是首选的，因为有足够的带宽来保证输出信号在感兴趣的频率处必要的振荡。所述装置的使用不仅限制为纺织材料的电极，可以与任何类型的电极在任何地点兼容并使用。在优选配置中，是不被绑定的，通过由于皮肤阻抗决定电压降的外部电极注入电流。此电压差通过一对内部电极检测。

阻抗改变值取决于肺部空气的存在，更精确地，按照由于呼吸活动造成的内部容积的改变。从电极EL2和EL3读取的电压降通过一个能够在50kHz频率处工作的微分放大器放大，在测量中不引入显著失真。

放大器块的可能解决方案可以是通过使用3个OPAMP组成的典型仪器放大器。高的微分输入阻抗值可以最小化测量系统的负载影响。高的CMRR(共模抑制比)值能够减少共模组件。

更好地，另外增加一个OPAMP以获得下一模块所必需的反向输出。图3所示的OP467型模拟装置一个能够在几百kHz频率规格下提供所需运算的运算放大器的例子。

下一模块，由比较器和快速开关联合体(相干解调器)，以及随后的低通滤波器组成，能够检测确定需求对应的振幅。平均值检波器的输出信号与电极EL2和EL3间的阻抗振幅成比例。

开关装置输入放大的信号，理想上最好“同相”和“反相”，反映电极处可测量的位差。“同相”信号也送入快速比较器的输入端。

在比较器的输出端获得依然与接收信号同步的方波。快速比较器的输出开关控制信号，优选但不是必须由两个受反向逻辑电极电平控制的开关组成。

由于这种控制，在开关的输出端，每半个周期交替出现来自“同相”和“反相”增益电路的信号。结果在开关的输出端将得到整流信号(图1)。可以应用一种可能的实际解决方案，但不是必须的，即使用MAXIM4564(开关)和TL3016(快速比较器)。

考虑到装置是为了实现阻抗呼吸描记法，我们不得不考虑呼吸大约为基本阻抗的1％时胸阻抗的变化。作为一种可能的解决方案，使用可以提供50kHz下振幅为300mV振荡的正弦波振荡器，可以注入在50kHz下峰值电流为3mA的电压-电流转换器，伴随呼吸活动的解调器模块的输出信号变化范围为10-12mV。

为了给出下列情况的一些粗略数值，50kHz半周期对应10微秒的振荡；零交叉对应100ns时的即时位置误差为1％。为此需要在测量电路中使用快速比较器和开关。已经在优选实施例中使用的开关MAXIM4564，其1t_on等于60ns，1t_on等于40ns(最坏的情况)。

具有7.6ns传播延迟的快速比较器TL3016可以表征强加需求。提及的组件只构成应用中的一种可能的实际解决方案，并不与发明目的绑定，发明目的包含已有的解决方案和本文中描述的示意图。

在提出的解决方案中，由于瞬时零交叉的探测误差造成的整流信号的误差范围为0.1-1％。图4显示了取样瞬间的误差对解调过程总误差的影响。

P％显示了(以百分比计)零交叉时间误差与半周期持续时间之比；显示了整流信号平均值提取误差与P％的关系。

这项误差用没有完全整流的正弦波部分包围的面积与半周期内的正弦波包围面积的关系计算。

为了计算没有完全整流的正弦波部分包围的面积，用截至在1^st级的泰勒(Taylor)级数近似此正弦波，在零交叉等效点计算。图4显示，P％等于1％对应的信号解调误差为3*10^-4，被认为是测量的平均值的部分。

为了得到这样严格的条件，在优选的实施例中选择基于相干解调器的振幅检波系统，因为这项技术容易使用，而用在发明背景中描述的用于其它阻抗测量装置中的典型的全波二极管检波系统很难达到这样高的规格，

提出的示范性实施例介绍了一种在可用动态范围内动态范围宽且高重复性的测量，它能够很容易的实现用于连续采集的测量电路，提供了观察所述情况下感兴趣的信号变化可能性。由于这种方法稳定性高，所以不需要漂移补偿系统，而在发明背景中列举的其它例子都需要这种补偿系统。

有利的是这里提出的技术预见到具有恒定振幅的激励信号，它使得这种不依赖于环境和安装条件的信号检测容易实现；此外，它成功地处理了短时无阻抗改变的情况，如呼吸暂停情况。