高阶温度补偿CMOS电流基准源

摘要

高阶温度补偿CMOS电流基准源，属于电子技术领域，特别涉及温度补偿CMOS电源技术领域。包括启动电路、一阶温度补偿电流产生电路、一阶温度补偿电流的高温段补偿电流产生电路、一阶温度补偿电流的低温段补偿电流产生电路和电流叠加电路。本发明所提供的高阶温度补偿CMOS电流基准源，具有非常低的温度系数，可以在电流模式电路、高精度数模转换电路和有长金属线的模拟集成电路中。

说明书

技术领域

高阶温度补偿CMOS电流基准源，属于电子技术领域，特别涉及温度补偿CMOS电源技术领域。

背景技术

电流基准源的功能是向电路中其他功能模块提供基准电流的，是模拟集成电路中非常重要的功能模块，常为振荡器、滤波器、数模转换和精确的时间延迟模块提供基准电流。对电流来说，在长金属线上传输时没有损失，而电压就有衰减，所以，在有长互连金属线的模拟电路中，更倾向使用电流基准源。另外，如果电路采用电流模式，会比采用电压模式工作在更高的频率，提高电路的速度，但是，电流模式电路在大温度范围内工作时的准确性和准确性直接决定于电流源的温度稳定性。

普通的电流基准源，由于采用互补式金属氧化物半导体(CMOS)工艺所制作的电阻都具有较大的正温度系数，所产生的电流随集成电路工作温度的增高而有百分之几十的增大，无法满足实际应用的要求，因此，要实现低温度系数的电流基准源，就必须对其进行温度补偿。

现有的电流基准源采用的温度补偿技术一般分为以下三种：

1、传统的一阶温度补偿技术。原理是将PTAT(与温度成正比)电流与IPTAT(与温度成反比)的电流按比例相求和的方式，输出一阶温度补偿电流，基本电路包括PTAT电流发生器，IPTAT电流发生器，比例求和电路，如如图1所示，相关文献有：[1]Y.Deval，S.G.Ducouret，J.P.Dom，“Ratiometric temperature independent current reference”，Electron.Lett.，1993，29，(14)，pp.1284-1285。[2]Jiwei Chen and Bingxue Shi，“1V CMOS currentreference with 50ppm/℃temperature coefficient”Electronics Letters 23^rd January2003 VOL.39No.2。[3]Kimura，“Current reference circuit with substantially notemperature dependence”U.S Patent 5,910,749，Jun.8，1999。等。

2、采用热电压平方或者电阻温度系数或者平方根电流等方法，抵消迁移率随温度的变化，从而实现低温漂系数的基准电流，如：[1]C.H.Lee and H.J.Park。“All CMOS temperatureindependent current reference，”IEEE Electronics Letters，VOL.32，No.14，July 1996。[2]Sansen，W.M.，Eynde，F.O.，and Steyaert，M.，“A CMOS temperature compensatedcurrent reference，”IEEE J.Solid-State Circuits，1988SC-23，(3)，PP.181-189。[3]Jingmei Lu；Yi Wang，Nuo Xu；Minglun Gao，“Temperature compensation in bootstrappedcurrent reference source，”Electron Devices and Solid-State Circuits，2003 IEEEConference on16-18 Dec.2003 Page(s)：491-494。

3、采用三极管BE节电压热跟随技术，对基准电流进行高温端补偿，进一步减小基准电流的温度系数。

发明内容

本发明提供一种高阶温度补偿CMOS电流基准源，具有非常低的温漂系数。

该电流基准源的温度补偿原理是分别产生一支一阶温度补偿电流(如图4所示)，一支对一阶温度补偿电流进行高温段补偿的电流(如图2所示)，一支对一阶温度补偿电流进行低温段补偿的电流(如图3所示)，并将这三支电流按一定比例叠加，最终输出近似与温度无关的基准电流。

高阶温度补偿CMOS电流基准源，如图5所示，包括启动电路、一阶温度补偿电流产生电路、一阶温度补偿电流的高温段补偿电流产生电路、一阶温度补偿电流的低温段补偿电流产生电路和电流叠加电路；所述启动电路为一阶温度补偿电流产生电路、一阶温度补偿电流的高温段补偿电流产生电路、一阶温度补偿电流的低温段补偿电流产生电路和电流叠加电路提供启动偏置电压；所述一阶温度补偿电流产生电路产生经过一阶温度补偿的电流；所述一阶温度补偿电流的高温段补偿电流产生电路产生一阶温度补偿电流的高温段补偿电流；所述一阶温度补偿电流的低温段补偿电流产生电路产生一阶温度补偿电流的低温段补偿电流；所述电流叠加电路将一阶温度补偿电流产生电路、一阶温度补偿电流的高温段补偿电流产生电路和一阶温度补偿电流的低温段补偿电流产生电路所产生的三个电流进行叠加后输出近似与温度无关的基准电流。

本发明所提供的高阶温度补偿CMOS电流基准源，具有非常低的温度系数，可以在电流模式电路、高精度数模转换电路和有长金属线的模拟集成电路中。

附图说明：

图1：传统一阶温度补偿电流原理示意图。

图2：对一阶温度补偿电流进行低温段补偿的电流的温度特性曲线。

图3：对一阶温度补偿电流进行高温段补偿的电流的温度特性曲线。

图4：一阶温度补偿电流的温度特性曲线。

图5：本发明所述的高阶温度补偿CMOS电流基准源电路原理示意图。

图6：本发明所述的高阶温度补偿CMOS电流基准源电路图。

图7：本发明所述的高阶温度补偿CMOS电流基准源电路的输出电流的温度特性曲线。

具体实施方式

高阶温度补偿CMOS电流基准源，具体电路如图6所示，包括启动电路、一阶温度补偿电流产生电路、一阶温度补偿电流的高温段补偿电流产生电路、一阶温度补偿电流的低温段补偿电流产生电路和电流叠加电路。

所述启动电路为：PMOS管MQ的漏极和栅极连接于运算放大器OP的输出端，其源极连接于运算放大器OP的负输入端。

所述一阶温度补偿电流产生电路为：两个PMOS管(MP1和MP2)构成电流镜，其源极与外接电源连接，其栅极互连，并且连至运算放大器OP的输出端，PMOS管MP1的漏极接至运算放大器OP的负输入端，PMOS管MP2的漏极接至运算放大器OP的正输入端；两个NMOS管(MN1和MN2)的源极接地，NMOS管MN1的栅极和漏极接至运算放大器OP的负输入端，NMOS管MN2的栅极和漏极通过电阻R0与运算放大器OP的正输入端相连，电阻R0另一端接至地；电阻R1的一端同时与运算放大器OP的负端和NMOS管MN1的漏端相连，另一端接地；电阻R2的一端同时与运算放大器OP的正输入端和NMOS管MN2的漏端相连，另一端接地；频率补偿电容Cp两端分别连接于运算放大器OP的输出端和外接电源。

所述一阶温度补偿电流的高温段补偿电流产生电路为：PMOS管MP7的源极与外接电源连接，其栅极接至运算放大器OP的输出端，其漏极接至NMOS管MN4的栅极；电阻Rp一端接至NMOS管MN4的栅极，另一端接地；PMOS管MP8源极与外接电源连接，其栅极和漏极互连并接至NMOS管MN4的漏极。

所述一阶温度补偿电流的低温段补偿电流产生电路为：PMOS管MP3的源极与外接电源连接，其栅极接至运算放大器OP的输出端，其漏极接至NMOS管MN3的栅极；电阻RN的一端接至NMOS管MN3的栅极，另一端接地；PMOS管MP4的源极与外接电源相连，其栅极和漏极互连并接至NMOS管MN3漏极。

所述电流叠加电路为：NMOS管MN5的栅极和漏极互连，其源极接地，由NMOS管MN5的栅极向外镜向输出基准电流I_MN5；三个PMOS管(MP5、MP6、MP9)的源极互连并接至外接电源，其漏极互连并接至NMOS管MN5的栅极，PMOS管MP5的栅极接至PMOS管MP4的栅极，PMOS管MP6的栅极接至PMOS管MP2的栅极，PMOS管MP9的栅极接至PMOS管MP8的栅极。

为了对本发明提出的电流源高阶温度补偿的新方法和基于此方法而设计的低温度系数的电流基准源有更进一步的了解，下面将结合附图从原理、电路结构和具体实施方式等方面做详细的说明。

下面对图6所示的电流基准源的工作原理进行阐述。

启动电路其作用是保证电路在上电时工作在所期望的状态，驱使电路摆脱简并偏置点。其工作原理为：电路刚接通电源时，MP1的栅极为高电位，MQ导通，使MP1的栅极电位降低，进而使MP1和MP2导通，电路开始启动，当电路进入平衡状态后，MQ截止，截止条件为VDDA-V_GS(MN1)-V_SG(MP1)＜V_TH(MN1)。

一阶温度补偿电流产生电路输出一阶温度补偿电流，且输出电流的温度特性曲线是开口向下的高次曲线，所有电路元件都为片上实现。

其具体工作原理为：

两个PMOS管(MP1和MP2)完全相同，电阻R1和R2也完全相同，此外，为了达到好的性能，电阻RO采用温度系数较小(50ppm左右)的thin film电阻，因此在电路正常的工作温度范围，可认为其阻值近似不变，为了使一阶温度补偿电流的温度特性曲线是开口下下的高次曲线，电阻R1和R2均为负温度系数的高方块电阻的多晶硅电阻。

对于一阶温度补偿电流产生电路中的MN1和MN2来说，如果它们的宽长比为N，而流过的电流相等，并且都工作在亚阈值区，那么V_GS(MN1)和V_GS(MN2)之间的差值ΔV_GS即电阻R₀两端的电压可表示为：

ΔV_GS＝nV_TlnN                                                (1)

其中n为亚阈区斜率，V_T为热电压，由此可以看出ΔV_GS是与温度成正比的。

由于运放OP的增益很高，一般实际都达到60db以上，使MP1和MP2的漏极电压相等。那么流过MP1的电流I1就可以表示为：

$>>>I>>MP>1>>>=>>>V>>GS>>(>MN>1>)>>>>>R>1>>>+>>>>nV>T>>ln>N>>>R>0>>>->->->>(>2>)>>>s>$

因为MN1和MN2都工作在亚阈区，其栅源电压可表示为：

$>>>V>GS>>>(>T>)>>=>>V>FB>>+>>E>G>>+>>>>V>GS>>>(>>T>0>>)>>->>V>FB>>->>E>G>>>>T>0>>>T>->>nKT>q>>>(>\alpha >+>\gamma >->2>)>>ln>>>T>0>>T>>->->->>(>3>)>>>s>$

其中，E_G为硅禁带宽度；V_FB为MOS管平带电压；n为亚阈区斜率，一般与温度无关；γ为载流子迁移率的温度指数，一般为1.5；α为MOS管偏置电流的温度指数，一般为1。

因为电路正常工作的温度范围一般为200K～400K，T₀通常选为300K，则 $>>ln>>>T>0>>T>>\approx >>>>T>0>>->T>>T>>,>>s>那么(3)式可以表示为：$

V_GS(T)＝A-BT                                                    (4)

其中，

$>>A>=>>V>FB>>+>>E>G>>->>nK>q>>>(>\alpha >+>\gamma >->2>)>>>T>0>>,>B>=>>>->>V>GS>>>(>>T>0>>)>>+>>V>FB>>+>>E>G>>>>T>0>>>->>nK>q>>>(>\alpha >+>\gamma >->2>)>>.>>s>$

所有片上电阻阻值都是与温度有关的，电阻R1和R2为负温度系数的多晶硅电阻，可表示为以下形式：

R1(T)＝R1(T₀)[1-λ(T-T₀)]                                       (5)

其中，-λ为电阻R1的温度系数。

将(4)式和(5)式代入(2)式可以得到：

$>>>I>>MP>1>>>=>>>A>->BT>>>R>1>>(>>T>0>>)>>[>1>->\lambda >>(>T>->>T>0>>)>>]>>>+>>>>nV>T>>ln>N>>>R>0>>(>>T>0>>)>>>>->->->>(>6>)>>>s>$

根据泰勒公式并忽略高阶项，我们可以知道：

$>>>1>>1>->\lambda >>(>T>->>T>0>>)>>>>\approx >1>+>\lambda >>(>T>->>T>0>>)>>->->->>(>7>)>>>s>$

将(7)式代入(6)可以得到：

$>>>I>>MP>1>>>=>>>A>->BT>>>R>1>>(>>T>0>>)>>>>[>1>+>\lambda >>(>>>T>->T>>0>>)>>]>+>>>n>>V>T>>ln>N>>>R>0>>(>>T>0>>)>>>>->->->>(>8>)>>>s>$

当R1(T₀)和R0(T₀)比值为m时，使I_MP1在温度T₀处的导数值为0，由(8)得到：

$>>m>=>>>B>->A\lambda >>>>K>q>>ln>N>>>->->->>(>9>)>>>s>$

从(8)式可得：

所以，I_MP1为开口向下的曲线，如图3所示。

一阶温度补偿电流的高温段补偿电流产生电路输出一支对一阶温度补偿电流进行高温段补偿的电流。其中电阻Rp为正温度系数的多晶硅电阻，其电阻值随温度升高而增大，表示为以下形式：

Rp(T)＝Rp(T₀)[1+λ(T-T₀)]                             (11)

其中，λ为电阻Rp的温度系数。

当MN4工作在饱和区时，其源漏电流I_MN4可表示为：

I_MN4＝β_MN4[M₀I_MP1Rp(1-λT₀)+λT-V_TH(MN4)]²           (12)

其中， $>>>M>0>>=>>>(>>W>L>>)>>>MP>7>>>/>>>(>>W>L>>)>>>MP>2>>>.>>s>$

考虑到MN₄正常工作时是开启的，则M₀I_MP1Rp(1-λT₀)+λT-V_TH(MN4)必须大于0，即 $>>T>>>>>>V>>TH>>(>MN>4>)>>>>->>M>0>>>I>>MP>1>>>Rp>>(>1>->>\lambda T>0>>)>>>\lambda >>,>>s>所以，I$_MN4为开口向上的抛物线的右半部分，如图3所示。

一阶温度补偿电流的低温段补偿电流产生电路输出一支对一阶温度补偿电流进行低温段补偿的电流。其中电阻RN为负温度系数的高方块电阻的多晶硅电阻，其电阻值随温度升高而减小，可表示为以下形式：

RN(T)＝RN(T₀)[1-λ(T-T₀)]                            (13)

其中，-λ为电阻RN的温度系数。

当MN3工作在饱和区时，其源漏电流I_MN3可表示为：

I_MN3＝β_MN3[M₁I_MP1RN(1+λT₀)-λT-V_TH(MN3)]²     (14)

其中， $>>>M>1>>=>>>(>>W>L>>)>>>MP>3>>>/>>>(>>W>L>>)>>>MP>1>>>>s>$

考虑到MN3正常工作时是开启的，则M₁I_MP1RN(1+λT₀)-λT-V_TH(MN3)必须大于0，即 _MN3为开口向上抛物线的左半部分，如图2所示。

电流叠加电路将一阶温度补偿电流产生电路、一阶温度补偿电流的高温段补偿电流产生电路和一阶温度补偿电流的低温段补偿电流产生电路所产生的三个电流进行叠加后输出近似与温度无关的基准电流。

I_MN5＝θ₁I_MN4+θ₂I_MN3+θ₃I_MP1                        (15)

其中， $>>>\theta >1>>=>>>(>>W>L>>)>>>MP>9>>>/>>>(>>W>L>>)>>>MP>8>>>,>>\theta >2>>=>>>(>>W>L>>)>>>MP>4>>>/>>>(>>W>L>>)>>>MP>5>>>,>>\theta >3>>=>>>(>>W>L>>)>>>MP>6>>>/>>>(>>W>L>>)>>>MP>2>>>.>>s>通过实际电路的仿真，选择最佳的\theta$₁、θ₂及θ₃，以使I_MN5温度特性达到最好，如图7所示。

最终，电路由NMOS管MN5的栅极向外镜像电流I_MN5。