决定及选择传输路径而为瑞克接收器单元设定瑞克指枝

摘要

在该传输端已经施加导频符号的接受信号，以及一包含该导频符号的关联信号之间的关联性，系在该接收器中被实行以用来决定一路径延迟曲线。由此方法获得的两或更多延迟曲线系被平均的。根据路径选择的目标，于一或更多的阈值选择单元中，对两或更多的平均延迟曲线进行评估。控制该关联性及/或该平均过程及/或该评估及/或这些计算的重复间隔之参数，系被设定为该传输器与接收器之间相对速度，于该接收端的该接收信号之载波频率与该参考频率之间的频率误差，以及该接收信号的噪音水平之函数。在从两或更多的基站都接受的情况下，系在一指枝分配单元(40)中，进行最后路径的选择。

说明书

技术领域

本发明与于移动通信终端中，一用来决定及选择传输路径的方法有关。该发明也与基于该选择的传输路径，为于瑞克接收器单元中的一接收器电路，设定瑞克指枝的方法有关。本发明同样的也与实行这些方法的装置有关。

背景技术

于一移动无线站中，无线信号系受到多路径传递的影响，这是说该接收信号于接收器中，因为该传输无线信号在该传输信道上受到不同障碍物所造成的反射、散射与衍射而形成一些型态，而这些型态彼此之间系随时间平移，并具有不同的衰减。一瑞克接收器的操作方法系基于在瑞克指枝中评估具有最高能量的接收信号形式，并在之后系于正确的时间上叠加。每一瑞克指枝具有一相关的路径延迟，以及该过度采样、数字化的接收信号数值，其系储存于一随机存取的(RAM)输入存储器中，并根据该路径延迟以一延迟的方式输入至该瑞克指枝中。此外，该瑞克指枝具有一用来改变该采样时脉比率的内插器，利用来自于一早期/后期关联器的误差信号，供应至该内插器中，以在时间延迟上进行较系为的调整。

在瑞克接收器电路中的瑞克指枝可以被设定之前，必须执行一延迟时间的估计，以得到一信号功率延迟曲线(signal power delay profile，pdp)，其中该接收信号功率系根据该延迟时间而被连续绘制，且从其中该不同传递路径与该相关延迟时间可被获得。导频符号(共同或是专用的导频符号)为了此延迟时间估计，系于该传输器端传输，而该接收导频符号可利用与该已知导频符号与该接收器的关联性进行评估。在此情况下，至少一包含一扰码、频道化编码与该导频符号的生成关联性序列系于该接收器中所使用。该可利用之功率延迟曲线所绘制的传递路径也因此受到一适当的选择过程所影响，并且最后传递至该不同的瑞克指枝。

经由范例，第1图说明一根据此原则所操作，且具有一瑞克接收器的装置，以及用来决定并选择该传输路径的装置。该采样与数字化的接收信号数值系供应到例如一余弦根(root cosine)滤波器的脉冲形成滤波器1之中，并接着供应至一瑞克接收器5与一延迟时间估计器2之中。一功率延迟曲线pdp_est(k)系于该延迟时间估计器2中，以关联性步骤及可能的进一步平均过程所决定。此功率延迟曲线pdp_est(k)系供应至一路径侦测与选择单元3之中，其决定该最强的路径，且这些路径系可指定至该选择他们的瑞克指枝之中。这些选择的信道系传输至一指枝分配单元4之中，其中该路径系根据其路径位置，这是指其延迟时间与其信号强度，这是指其路径权重，分配至特定的瑞克指枝。该指枝分配单元4之中传输关于路径之间的分配过程与该瑞克指枝的适当信息至该瑞克接收器5之中，其去有一数目为N的瑞克指枝5.1、...、5.N，其中该接收信号数值系由该具有适当延迟时间的脉冲形成滤波器1，加入至其之中而产生，且之后被解调。于瑞克指枝中该不同的延迟时间，为了该有关的瑞克指枝分隔，于图标中系以一空间平移(其于减少的序列中增加)所指明。来自于该瑞克指枝5.1、...、5.N的解调输出信号系被供应至一加算器6之中，其中例如实行最大比例组合(maximum ratio combining，MRC)。经由该不同传输路径的信号成分接收系在该校正的时间上，于该加算器6中被再一次叠加，而一软性(soft)输出数据符号系从该加算器6所发出。

因为在该传输器与接收器之间的传输路径可以非常快速的变化，该延迟时间估计与该指枝分配必须有效的快速反应，以避免任何有关的路径遗失。同时，其必须确保于每一时间，只有该最有关的路径于该瑞克接收器中所产生，因此该瑞克接收器仅具有一受限数目的瑞克指枝。另一方面，其必须使得被施加于其中，具有过度噪音传输路径的该瑞克指枝之机率最小化，然而另一方面，其必须让该具有不被侦测到低噪音的可使用传输路径之机率最小化。

在过去，众所皆知的为了决定一延迟曲线的局部最大值，以及为了从这些局部最大值中选择一些有关的传输路径，一功率延迟曲线系于一具有瑞克接收器片段的接收器电路所产生。然而，该以往已知为了延迟时间估计与路径选择的方法，忽略了实时的操作状态，特别是该传输器与接收器之间的相对速度、该频率位移与该噪音水平。该关联性与平均步骤于该接收器中被实行，就如同该子序列路径选择一样，系根据已知的方法，以固定不受到该特定的操作状态所支配的参数所实行。举例而言，主要的参数为，该关联性长度，这是指该接收器中与该接收信号关联的连续导频符号长度，该关联性的数目导致遍及于所实行的平均过程，以及该延迟曲线的数目，像是被进一步的选择评估，系被实行的。如果这些参数被设定为固定数值，那么其导致该噪音的延迟曲线估计，或是延迟曲线估计受到噪音所影响，并且这样的后果，使得瑞克指枝具有不可用的传输路径之不正确分配，或是可使用的传输路径分配系不合适的。

发明内容

因此，本发明的一目标，系具体指明于一移动通信终端中，决定及选择传输路径的方法，其可被合适的实行，因此该有关的传输路径可被更客观正确的决定。

此目标可利用一具有权利要求第1项的方法达成。有利的发展与差异系于各自的权利要求中所指明。同样的所指明的方法中，于一瑞克接收器电路中的瑞克指枝可根据本发明的基础所设定。一用来实行该方法的装置也同样的被指明。

根据本发明的方法，关联性过程系在其导频符号被施加在传输器端中的接收信号，与一包括该导频符号的关联性信号之间所实行，因此产生一延迟曲线。接着由此方法所获得的一些延迟曲线，被分别实行平均过程，并且两或更多的平均延迟曲线于此情况之中，系根据最终路径选择的目标所评估。本发明的一主要构想，系设定控制该关联性及/或平均过程及/或该评估及/或这些计算的重复间隔之参数，为该传输器与接收器之间相对速度，于该接收端的该接收信号之载波频率与该参考频率之间的频率误差，以及该接收信号的噪音水平之函数。

此量测使其可以较佳地考虑该移动无线传输的实际状况，因此该有关传输路径可被更写实且在较短时间中所决定。特别系于此情况中，本发明提供上述所指出的所有参数，以变量方式设定的能力，且该相对速度、该频率差异与该噪音水平系被连续或于时间间隔中所决定，且该参数可设为该量测数值的函数。

特别的，本发明系基于将该参数视为该关联性过程、平均过程与估计实行的控制参数的构想。

当决定该延迟曲线时，根据该导频符号为基础的关联性过程必须首先被实行。于此情况之中，一些导频符号在每一时隙中系于该传输器端所传输，且这些已知的导频符号系在该接收器中与该接收信号有关联。这些导频符号可于专用频道中，视为一般导频符号(共同导频)所传输，或是视为周期性的专用导频符号(专用导频)，这是说于每一时隙之中，系为了一特定的接收器，以一结合序列的方式插入至该实际承载数据信号之中。于任何情况之中，为了关联性，其可能于该接收器的一时隙之中，使用该完整的传输导频符号序列，或是为此目的仅从该完整数目中，使用一些连续导频符号。控制该关联性过程的参数，该关联长度N_CORR系从一些连续导频符号所形成。如同上述所已经解释的，一包含一扰码、频道化编码与该连续导频符号数目的生成关联性序列系于此情况中被较佳的形成，且其与该接收信号有关联。

在此情况之中，该采样数值与该局部相关性序列之间的所有可能时间差异系被计算的。这是一般所知的方法，因此于此不再做任何细节的描述。经由范例，参考German Patent Application 102 41 693.1，其藉此包含于现今应用的公开内容中。此文件描述该数字化的接收信号数值，其系储存于一缓冲储存区，以递增地增加激活时间于连续关联性中被读取。

一平均过程系接着随该关联性结果所实行，其基于上述关联性的假设，从一获得的延迟曲线，被实行二或更多次，并且该平均过程系随该延迟曲线所实行。于此情况之中，控制该平均过程的参数系该关联性导致被平均的数目N_avg。

该平均过程造成一平均频道延迟曲线，现在于其上可以考虑有关传输路径的适合选择，进行更进一步的评估。这些评估系以由该上述的关联性与平均步骤之方法所产生的平均延迟曲线之数目，N_{avg_fading}的方式所实行。这些N_{avg_}延迟曲线，例如在至少该N_{avg_fading}的平均延迟曲线的N_OCC数目中，路径中的信号值超过一预设阈值N_{pesk_max}之时，用来产生一选择。

一另外的重要参数系该重复间隔RI，其指示在上述提到的步骤中，为了决定与选择该路径所应该被重复的间隔。

其对于上述所描述的参数而言，其可能基于一预定的功能，连续地与包含该相对速度、该频率差异与噪音水平的影响变量有关。然而，此会牵涉到一相对高度的实作复杂度。另一方面，为了与包含该相对速度、该频率差异与噪音水平的影响变量，对本发明的用途而言，其系较简单且较有效的将各参数基于其强度分为一有限数目的范围，这使得其可产生这些参数N_CORR、N_avg、N_{avg_fading}与RI的数值参照表(对每一操作状态预先定义)。举例而言，在最简单的情况中，该影响变量可被分为两范围，明确的高或低，则造成总共八操作状态，且对这八状态的每一参数的预定值，可储存于参照表中。

如果，像之前所描述的一有限操作状态的数目系预先被定义的，则其可能提供一操作状态被定义为一参考操作状态，且该参数只要在该操作状态改变，便基于该参考操作状态的特定参数数值，以一预定的方式增加或减少。特别地，其系意谓着该增加或减少仅由特定的总数所实行，因此事实上该参数而言，于每一情况之中系提供三个不同的数值。

该影响变量相对速度、频率差异与噪音水平可以被连续地或在特定的时间间隔，利用适合此目的的装置量测。适合此目的装置的这些技巧系被通晓的，因此于此不再对其进行细节的描述。如果对该影响变量于初始时没有任何可获得的量测值，则为该延迟时间估计参数便以预定数值做为初始使用，例如其与该预先定地的操作状态有关，像是该参考操作状态。当该第一次量测数据子序列开始可从上述的量测装置获得时，只要一操作状态发生改变，如上面所述的步骤便可被使用。

在进行如上述的评估之后，基于该N_{avg_fading}延迟曲线以及根据由此产生的路径选择过程，其也可能实行一另外的路径选择过程。特别地，适当的预定评估标准可被用来决定于该延迟曲线中该传输路径群集或丛集的发生，例如，以位于一预定最大时间窗的路径之一最小数目的预先调整方式。其便可能使得刚好从该路径群集，从被发现的每一如此的路径群集中，进行一有限的路径选择。此选择例如可能系以预定一待选择的路径数目与一在相邻路径的延迟时间之最小间隔，以及选择一具有最高总信号强度可能路径配置的方式实行。该码片期间T_c，特别可能待选择为该相邻路径的最小间隔。

原则上，根据本发明的方法系适合在一移动通信终端与一基站之中。更进一步的，关于使用一移动中断，该通用移动通讯系统(UMTS)标准提供接收信号，被两落更多基站所接收与解调。一般由移动终端所使用的该基站群集系同样也参照该有效集合(active set)，然而仅被监控与其为该有效集合(activeset)候补者的该基站群集也参照该监控集合(monitor set)。在两或更多的基站被一般使用的情况中，首先其可能分别为了每一使用上述指明符合本发明的方法之基站，决定并选择传输路径，并且之后于被各基站序列实行的选择过程中，选择一传输路径的最小数目，并且最后，在其信号对干扰加噪声比(SINR)权重序列中，不受到该基站的支配而选择一传输路径的剩余数目。在这样的情况之中，该信号对干扰加噪声比(SINR)权重指的是该信号振幅减去该平均噪音水平，且该信号对干扰加噪声比(SINR)权重系由此方法被计算的。

如以上所描述符合本发明的方法，使得于一移动通信终端中尉一接收器电路之瑞克接收器单元中的该瑞克指枝可被设定为带有该选择得传输路径与该分别相关的路径延迟时间及路径权重。于此情况之中，该选择传输路径的信号振幅可能使用为一路径权重的量测，以被传输至该瑞克接收器单元中。原则上，本发明不但可使用在一移动站中，也可以使用在一基站之中。

就像于介绍中所已经说明的，该采样时间误差可从每一瑞克指枝中的该接收与采样信号序列所侦测，且一相关的误差信号可被产生，由于为了该信号序列的采样时脉比率或是采样时间系以该误差信号的函数所变化，因此导致于该瑞克指枝中的时间延迟可细微调整。就其本身而言，其系于之前的方式所已知的，于本文中，利用参照范例German Patent Application 103 06 990.9的方式，其同样的包括在目前的应用所公开的文字中。关于该误差信号的形成，其可能为了一接收信号序列，于每一瑞克指枝中与一较早或较迟的时间点上所相符的局部产生信号序列建立关系，并且该误差信号便从该关联性信号所形成。该采样时脉比率系较佳的以该信号序列中的数据数值之内插而变化，举例而言，于一时间变化内插器(time-variant interpolator，TVI)中，使用该误差信号。

因为此量测较佳的是于所有的瑞克指枝中所实行，因此其可能对最初具有两有效的分离延迟时间的两瑞克指枝而言，其变的太靠近或甚至对由以上叙述的关联性过程所产生的延迟时间而言，系太相近的。为了侦测此现象，其系可能根据该误差信号，提供对于供应至该瑞克指枝的采样时脉比率之侦测改变，以及让两瑞克指枝之一，在已经由该改变采样时脉比率所改变之路径延迟时间之间的差异为零或小于一预设阈值时，系被切断或从该选择路径所移除。

进一步的，其可能提供该瑞克指枝的延迟时间，在该误差信号强度大于一预定的最大值时，以一预定的时间周期向前或向后平移，例如该码片期间之半。

一符合本发明的方法之装置，用来实行包括一路径决定单元已决定该接收信号与该相关路径延迟时间及路径权重的传输路径，并实行该关联性与平均过程。该装置同样具有一阈值选择单元，以在至少该N_{avg_fading}的平均延迟曲线的N_OCC数目中，路径中的信号值超过一预设阈值N_{peak_max}之时，选择那些延迟时间。该装置同样的具有一参数决定单元，其连接至该路径决定单元与可能地至该阈值选择单元，且与一相对速度估计器、一频率误差估计器与一噪音水平估计器连接，并设定控制该关联性、该平均过程与为了该相对速度、该频率误差与该噪音水平所供应之变量而评估之参数，并且传送这些参数至该路径决定单元。

该装置可能进一步具有一连接至该阈值选择单元的路径选择单元，并设计用来基于该预定的评估条件，侦测该延迟曲线之中传输路径的群集或丛集，并从这些群集中进行一路径选择。

于一移动终端所包含的装置，较佳地系具有一共同路径决定单元，并且于每一情况之中，具有如以上说明的单元之相关数字，以及目前被使用之基站或额外一或多带有被连接至每一阈值选择单元之共同路径决定单元的基站，其天线之相关数字。如这样的一装置，进一步的具有一共同的指枝分配单元，其连接至每一路径选择单元，且被设计为用来从每一基站中选择一传输路径的最小数目，并且按照其信号功率选择一传输路径的剩余数目。于此情况之中，该指枝分配单元可能被连接至一信号对干扰加噪声比(SINR)估计器，以估计该平均信号对干扰加噪声比(SINR)比例以及，进一步可能被设计用来以该信号振幅减去从该有关的基站所传输的接收信号之平均噪音水平的方法，计算该传输路径的信号对干扰加噪声比(SINR)权重。

本发明同样的与为了具有一些瑞克指枝的移动通信终端中的接受器单元的一瑞克接收器单元，以及一用来实行符合本发明之方法的装置有关。于此情况中，就其本身而言所知的方法，其可能于硬件的形式中仅具有一瑞克指枝，且以一多路传输方式所操作。

如以上说明于该瑞克接收器单元中的瑞克指枝，系与采样时间校正装置有关，其校正该信号序列的采样时间，并于该瑞克指枝中根据该侦测采样时间误差接收及采样，且系连接至该路径选择单元中。于此情况之中，该路径选择单元系被设计为该两瑞克指枝之一，在已经由该改变采样时脉比率所改变之路径延迟时间之间的差异为零或小于一预设阈值时，可被切断或从该选择路径所移除。

该采样时间校正装置系由一内插器所形成，特别系指一时间变化内插器(TVI)。

附图说明

本发明将以参考示范实施例的方式，结合该图是说明与文字，进行更细节的说明，其中：

第1图说明为了符合之前技术的延迟时间估计之一具有瑞克接收器单元的装置；

第2图以一概要流程图的形式，说明一符合本发明方法的示范实施例；

第3图说明具有路径丛集的一理论延迟曲线；

第4a-h图说明具有一路径丛集的延迟曲线(a)以及为了描述该选择过程之不同选择配置(b-h)；

第5图说明于一移动站中的装置之概要描述，其系为了于该时间上具有两被使用的基站之延时时间估计与路径选择；

第6图说明由于一采样时间误差与校正，所造成的指枝重置之概要描述；且

第7图说明为两单元(cell)之符合本发明方法的有关两方案之概要描述。

具体实施方式

藉由范例与一概要流程图的形式，第2图说明符合本发明方法的实施例中的一种型态。一初始延迟曲线估计过程系于步骤S1中所实行，其中对包含该相对速度、频率差异与噪音水平的影响变量而言，尚未获得该量测变量。该延迟曲线估计过程，便因此使用为了该关联性、平均过程与估计所预先设定的参数。这些预先设定的参数可能系该操作状态之一的参数，特别系指该参考操作状态，其会于之后被更细节的描述。

一初始指枝分配过程可接着于步骤S2中，根据步骤S1中所决定的延迟曲线而被实行，其中该选择路径系设为N_FINGER，其具有一最小延迟时间间隔T_min与一分辨率T_c/2。

基于该假设的其它步骤，为了该相对速度、频率差异与噪音水平的量测结果系可获得的，因此另一延迟曲线估计过程系于步骤S3中所实行，其中，如果必要的，为了该关联性过程、该平均过程与该估计的参数，系使其适合为该量测与供应的影响变量之函数。另一指枝分配过程系于步骤S4中所实行，其系根据在步骤S3中所选择的路径。一时间变化内插器(TVI)的回馈信号现在被额外的于此过程中使用，藉由此方法，其可能指明具有该相同校正延迟时间或是其时间差异小于一特定阈值的两瑞克指枝。因此，于步骤S4中，不但另一指枝分配过程如同步骤S2中所实行，并且过剩的指枝系以该时间变化内插器(TVI)回馈信号的方法所切断，从该选择的路径选择中所移除，或是以其它指枝所取代。进一步的，该时间变化内插器(TVI)回馈信号系使用为以一T_c/2之延迟时间，在来自该早期/晚期关联性的误差信号大于一特定最大数值时，以一正向或负向的方向进行平移的基础。更进一步的，一信号对干扰加噪声比(SINR)信号系在步骤S4中所使用，当于一移动站中，来自两或更多的基站系被解调的时候，以来自该基站之信号的信号对干扰加噪声比(SINR)水平之函数形式，用来实行来自该基站的路径选择过程。

在一重复间隔RI之后，该方法返回步骤S3，因此另一延迟曲线估计过程系基于为了该频率位移、该速度与该噪音水平之更新数值的基础所估计，并且另一指枝分配过程接着系根据该新的时间变化内插器(TVI)回馈信号与新的信号对干扰加噪声比(SINR)数值，于步骤S4中再一次被实行。

该传输器与该接收器之间的相对速度，就其本身而言可以一已知之速度估计器的方式估计，例如藉由评估都卜勒转移。基于该速度估计所进行的参数调整，较适当的考虑到该衰退变化。如果该速度系低的，连续延迟时间估计之间的时间必须被增加，以为了平衡该较长的衰退相位。这可藉由利用来自不同的基站之接收信号的插入方式，所实行的该延迟曲线估计过程来达成。在一为了量测目的软性的移交过程中，一些基站必须与该第三代流动电话合作项目(3GPP)要求所一致而被平行观察。

在高速的情况之中，该平均应该是较短的，因此该环境状态与该路径位置可非常快速的改变。在最坏的情况之下，一路径在一第三代流动电话合作项目-频分双工(3GPP-FDD)系统中的每小时250公里的移动终端速度之下，于该560毫秒中，大概可漂移(drift)码片期间之半。更进一步的，于某些情况之下，在非常短的时间间隔中，路径消失与再出线的机率是增加的(见该第三代流动电话合作项目(3GPP)标准中的传递频道定义)。

为此方法所使用的该频率位移估计器提供在该接收信号的载波频率与于该接收器之中所使用的该参考频率之间的一频率差异数值。此频率差异可以使用来产生一路径漂移，其并非总是可忽略的。举例而言，于一第三代流动电话合作项目-频分双工(3GPP-FDD)系统中，对每百万分之一的频率差异而言，于130毫秒中可产生该码片周期之半的差异。该差异必须被补偿的，但该校正精确性同样的受到该使用的功能模式所影响。其系假设该频率位移于连接至一传输站的模式中，于该通用移动通讯系统-频分双工(UMTS-FDD)的情况中式很低的(因此举例来说，为该基站的上游连接系为了一移动站所作用)，但是如果该移动站仅观察相邻的单元(cell)，该频率误差状况便不是特别的急迫。于某些情况之中，该频率位移的影响因此必须备考量。特别地，该关联性长度必须被调整，因此该协调整合产生一仅用来供应的最佳结果，则其可被假设该输入信号的相位关于该关联性序列而言，并未被过份的转移。在一带有高频率差异的情况的长关联性长度因此必须被避免。该平均过程必须同样的被调整，以维持具有该路径漂移比例的步骤。

理论上的研究与仿真可以为了一对方案来定义其参数集合，其系储存于一为了符合本发明的该接收电路之动态配置的数据库之中。为了实作上的理由，仅提供一有限数目，与该预定条件有关的方案。该已经被说明的估计器接着可以被使用来描绘从该相关的方案中所选择的操作状态的特征，并产生适当的参数集合。

该指枝分配的过程考虑到以下的影响：

-于一软性移交步骤中所被同时解调的基站数目，

-传递状态；噪音水平与相对速度，

-为了一给定的单元(cell)的两信号功率延迟曲线(PDP)估计之间的最小时间周期，所相关的系统要求，其系为了避免从一估计过程至另一之间的主要差异(路径损失)，

-该第三代流动电话合作项目(3GPP)调制解调器(为了某些单元(cell)的解调活动、量测工作、...)的不同功能之间的团块(blocks)资源分散。

该过程算法根据此信息，必须适合该工作时间期间、该参数与该频率。那些为了该延迟时间估计与路径决定过程，符合有关于该指枝分配的分别方案之参数系：

-N_CORR：由该使用的连续导频符号所指明的协调关联性(关联性长度)的长度，

-N_avg：为了非协调累积，在该关联性过程(延迟曲线或该延迟曲线的特定团块)的期间所决定的结果数目，

-N_{avg_fading}：连续延迟曲线的数目，其已经在该之前的平均过程中所决定，且已经为了该路径选择所考量，

-N_OCC：在该之前选择过程之后(在定义一阈值N_{peak_max}之后)，所给定延迟时间位置发生的数目，

-根据该噪音估计所定义的噪音阈值，

-RI：该重复期间，其指明为一给定单元所两连续计算(延迟曲线与路径选择)之间的周期(位于帧中)；此变量与该改变的频道比率有关。

该控制参数系例如于以下的限制所设定：

参数N_CORRN_avgN_{avg_fading}重复期间单位与范围1-10符号256-2560码片1-150团块1-321-10帧

有关该关联性长度与当使用有关该较低限制的共同导频符号时，其因此系能于该时隙中，使用一单一导频符号，或是另外有关该较高限制时，于该时隙中在该传输器端所传输的全部十个导频符号。该关联性过程一般系于团块中实行，因此于该子序列平均步骤中的平均过程透过该关联性结果于团块中实行。为此工作的该时间周期系与该长度N_CORR的N_avg团块整合有关。该团块的数目于1至150之间变化。该延迟曲线的N_{avg_fading}选择，其系于为了该路径选择过程于1至32之间所变化的子序列评估步骤中所考量。为了所有的这些计算之重复期间系于1至10帧之间(在通用移动通讯系统(UMTS)标准中，1帧包括15时隙)。

为了上述的计算而对该参数有影响的变量之差异系由以下的表格描述。于此情况之中，该影响变量包括该相对速度、频率差异以及噪音水平，系分为高与低的两范围，因此造成八操作状态(方案)。方案1系定义为一参考方案。

影响变量低噪音水平高噪音水平低速度与低频率差异方案1：^*N_CORR^*N_avg^*N_{avg_fading}^*RI方案2：^*N_CORR^*N_avg^*N_avg-fading^*RI低速度与高频率差异方案3：^*N_CORR□^*N_avg^*N_{avg_fading}^*RI□方案4：^*N_CORR□^*N_avg^*N_{avg_fading}^*RI□高速度与低频率差异方案5：^*N_CORR□^*N_avg^*N_{avg_fading}□^*RI□方案6：^*N_CORR^*N_avg^*N_{avg_fading}^*RI□高速度与高频率差异方案7：^*N_CORR□^*N_avg^*N_{avg_fading}□^*RI□方案8：^*N_CORR^*N_avg^*N_{avg_fading}^*RI□

于此情况中，该符号、□、，指示该参数系增加、减少或维持不变的。该参数可能特别系于标准、预先定义的步骤中增加或减少的。该参数数值N_CORR系位于表格中所说明的；此较佳地系以如同为N_{avg_fading}数值的同样方法而改变。

该噪音阈值系直接根据该噪音统计值而调整：

NoiseThreshold＝a.μ+b.σ+c

，其中该μ、σ分别代表该噪音采样的平均数值与该标准差，而a、b与c系可利用仿真所定义的系数。

该单元的数目同样的可以影响该方案与操作状态的定义，因此为了该指枝分配过程，该基站单元分享的硬件/韧体资源可以减少为了一给定单元所计算的该时间期间。

之后的文字描述一另外的量测方法，藉由此方法该使用的瑞克指枝数目可被减少，而不会对该瑞克接收器的表现造成不力的影响。在合适的状况中，于该延迟时间曲线的某些延迟时间位置，系被以一至少该码片周期之半将之彼此分开的，其并具有一有效的信号强度以为了与一瑞克指枝相关。如果于此未有任何的校正，此可能导致多余的瑞克指枝分配。该提议的量测方法系基于从每一具有最大信号强度的特定路径所选择的路径丛集鉴别之上。

第3图说明一可能被产生的延迟时间曲线，举例而言，在上面叙述的计算过程之后，这是指延迟时间估计与子序列路径选择。具有k数目的路径丛集可此理论延迟时间曲线所看到。为了此目的的适当估计标准必须预先被设定并储存，根据于此，不论该路径丛集是否存在，其可能决定利用计算来明确的决定。藉由范例，其可能检验是否有一特定最小数目的路径位于一特地的预先定义的延迟时间间隔之中。如果其已经被发现该路径丛集是存在的，那么一路径选择可根据一预定选择规则，而从路径丛集中执行。

藉由范例，可能以一待选择的预定最小数目的路径，从一路径丛集中选择一路径，以及它们之间的一最小间隔。这会参考第4图以进行更细部的描述。第4a图说明一延迟时间曲线的细节，如同一起始点一样，其包括一包含五个路径P₀-P₄的路径群集，其彼此之间以该码片长度之半做为分离。

如果，于一第一选择中，一路径选择系被预定的，因此三，也仅有三，路径系准备待选择的，其至少是以T_min所分离的，而其造成只有一分辨率，其于第4b图中所描述，而具有该路径P₀、P₂与P₄待选择为该路径。该待选择的路径系以实心线表示，而该被丢弃的路径则是以破折线表示。

当为了路径选择的第二选择，其可能提供二，也仅有二，路径待选择，其彼此之间最小分离为T_min，并再一次的准备为一完整的码片周期。该可能的结果配置系于第4c-h图中所描述。从这些所选择出来的结果配置，其系产生该选择路径的最大总和信号强度。此相关的配置于第4g图中显示，因此该选择路径P₀与P₄信号振幅的增加产生该最大总和信号强度。再一次的，该待选择的路径系于每一图标中以实心线表示，而被丢弃的路径则是以破折线表示。

为了进一步增加该建议算法的效率，其可能为了与该预期采样时脉比率改变有关的特定路径，提供一额外的权重，其系基于一侦测采样时间误差于每一瑞克指枝中实行。然而，结果此意谓着为了该特定路径配置，该选择数组的计算系更复杂的。

该上述的路径选择过程系为了每一鉴别的路径丛集所实行。该总体计算复杂性不但与该鉴别的路径丛集数目有关，也与在特定路径丛集之上的路径数目有关。

依用来实行该延迟时间估计与路径选择过程的装置系参考第5图以以下的文字描述，此装置系包括于一移动站且系可以处理该从来自二或更多基站的接收信号，特别系为了软性移交步骤。

此来自于一脉冲形成滤波器的过度采样、数字化与脉冲形状的接收信号数值系供应至一路径决定单元10，其中为了两基站A与B的该接收信号之传输路径与该相关路径延迟时间与路径权重系被决定的。该关联性与平均过程，系于该路径决定单元10中所实行。该平均延迟时间曲线系从两基站A与B之一，根据其原点，而被转移至该基站A的阈值选择单元22.1与该基站B的阈值选择单元22.2，并于其中实行该评估，其中，如上面所叙述的，该路径在信号值于至少该N_{avg_fading}平均的延迟曲线的数目N_OCC，超过一预设阈值N_{peak_max}的时候，选择为该延迟时间。

一参数决定单元21.1与21.2系为了该各自的基站A与B所提供，并使用来决定(从供应给该相对速度、该频率差异与该噪音水平的数值)控制该关联性过程、平均过程与该评估的参数，且这些参数是转移至该路径决定单元10。于此情况之中，该相对速度系移动站本身具有的速度，且于每一强况之中系在连接于该特定的参数决定单元21.2与21.2的速度估计器30.1与30.2中所估计。一单一速度估计器可能取代此而提供。频率差异估计器31.1与31.2如同噪音水平估计器32.1与32.2一样，系同样的分别连接到该相关的参数决定单元21.1与21.2其一之中。

更进一步的，每一基站也具有一路径选择单元23.1或23.2，其分别的离接至该特定的阈值选择单元22.1或22.2，且系设计用来于该路径选择过程(从该阈值选择单元传输)中，根据该预定估计标准，侦测传输路径的群集或丛集，且可从一路径丛集中，以上述描述的方式结合第4图，而选择路径。更进一步的，路径选择单元23.1或23.2系各自连接至该特定的时间变化内插器(TVI)33.1与33.2中，其系与该有关的基站相关，并于每一瑞克指枝中，以改变该采样比率的方式，用来补偿采样时间误差。其也可能提供一内插器或为了每一基站的内插器，其系与该指枝的数目有关，并以多路传输方式所操作。该内插器供应该采样比率改变信号至特定的路径选择单元23.1或23.2，如果其发现该两瑞克指枝的延迟时间系彼此之间太过于接近，便切断一瑞克指枝，或从该路径选择中将其移除。

该最终路径选择从该路径选择单元23.1与23.2传输至一共同的指枝分配单元40之中。该指枝分配单元40系被较佳地设计为首先系从已经由该分别的基站所选择的路径，于每一情况中选择该最强信号路径的一最小数目，且接着从该两基站之一，按照其信号功率序列，选择仍旧可获得的路径数目。为了此目的，一参数N_{Finger_min/Bs}系做为每一基站的该路径最小数目一样，与一指示在该瑞克接收器中可获得的指枝最大数目之参数N_{Finger_max}，一起传输至该共同的指枝分配单元40。

更进一步的，该共同的指枝分配单元40系分别为了基站A与B，连接至信号对干扰加噪声比(SINR)估计器34.1与34.2，其中该信号对干扰加噪声比(SINR)系以一合适的方法估计，为了该目的的方法系已经在之前的计数中所描述。该共同的指枝分配单元40使用该已经被供应的信号对干扰加噪声比(SINR)数值，以为了从传输路径剩余数目的信号振幅减去此数值，且以此方法决定这些路径的信号功率。

第6图概要的说明，该根据时间变化内插器(TVI)之回馈信号的指枝重置机制，或是连接至其上的电路。这是用来避免于该瑞克接收器钟的指枝，以该码片周期之半或更少的周期而彼此分离，因此其于该最大比例组合(MRC)单元中，并不造成任何额外的获得差别。来自该时间变化内插器(TVI)的输出信号为此目的可由不同的指枝来检验，以为了决定不同的指枝，是否系位于该同样的延迟时间位置或是仅与彼此之间些微的分离。

于该早期/晚期关联性过程中所侦测的时间误差，可在一[-T_c/2，+T_c/2]的范围中变化。依阈值系为了该采样时间误差所定义，在其上该采样时间误差系不再以该内插进行补偿。取代于此，该指枝位置系根据该采样时间误差是否以该正向或负向的方向超过该预定阈值，而以该码片周期之半来减少或增加。

第6图根据三路径A、B与C以描述该情况，其表面是系打算位于该P_m-1、P_m与该P_m+1的位置。于相关的瑞克指枝中实行的采样时间误差量测，指出该三个瑞克指枝都具有采样时间误差，使得该三路径系位于以中心路径B为准的[-T_c/2，+T_c/2]范围之中。此外，该采样时间误差的阈值范围，同样以该在其中仍实行采样时间校正的延迟固定回圈所决定，也系于该中心路径B有关的期间，以破折线所表示。

如同已经结合第5图所说明的，于一移动无线系统中，该两或更多基站的使用系以之后的文字被更细节的描述的。

特别于一软性移交步骤中所发生的情况，其中两或更多基站系已经在该一度无线接收器的瑞克接收器单元中所解调。如果该如在第5图中描述的指枝分配过程最初系不受到每一连接至一基站的单元所支配而实行，则其高度可能有太多的指枝系被配置的。该之后的规则则应该被定义：

-所有的侦测路径系使用来不受其基站的支配，而选择该最佳的路径，因此于该瑞克接收器的能量可被最小化，

-为了每一基站，一路径的最小数目系被定义的，以为了确保于该有效集合(active set)中的所有基站可被正确的观测。

除此之外，每一基站的路径数目，可根据其贡献来定义，其可为了该最大比例组合(MRC)单元来获得。此与每一选择路径的信号对干扰加噪声比(SINR)比例有关。因为对每一路径而言，该干扰水平系不同的，必须与该信号对干扰加噪声比(SINR)数值来实行比较，而不只与该决定功率相比。该信号对干扰加噪声比(SINR)比例系在该下游功率监控步骤中，为了每一路径与每一时隙中所量测，并且对一给定移动站方面，使其可能调整从该基站的功率发射。因为此信息是可获得的，其系可能为每一指枝，获得该连结的品质量测。

每一指枝分配过程造成一可能路径的集合。如果该指针i系用来标示该上升功率的次序，而该指针k系用来标示该基站，则该路径便可以以下的符号所表示：

该步骤系由以下所定义的：

-该瑞克指枝的数目N_BS(于有效集合钟的接收基站数目)首先为了每一单元，于每一最佳选择路径中分配，因此这些路径系以Spath_i^k标示，其中k＝1、2、...N_BS。

-该剩余瑞克指枝根据一信号对干扰加噪声比(SINR)，为了所有的基站，使用该所有的选择路径来分配。此可能系在该路径信号功率，这是说该信号振幅，与该信号对干扰加噪声比(SINR)噪音水平的估计之间的差异。

$>>>Npath>i>k>>=>>Spath>i>k>>->>NoiseLevel>k>>>>$

其中，i＝2...N_path(k)且k＝1、2、...N_BS

该噪音水平系解释与从一给定单元中起源的所有路径所相同的，但可能于不同单元中变化。该噪音估计可利用如上述所说明的该决定噪音阈值获得，且为了所有的单元，利用该相同的参数计算。

该计算的信号对干扰加噪声比(SINR)数值，为了所有的路径，同样的可能直接使用为该不同单元之间的路径选择标准。

Npath_i^k＝SINR_i^k

其中，i＝2...N_path(k)且k＝1、2、...N_BS

第7A、B图属用两不同的方案以描述该不同的工作系如何为了两单元A与B以一插入方法作用。为了该第一方案的一低速度，一低频率差异与一低噪音水平系于第7A图中说明。N_{COR>系设为10导频符号，而Navg系以一有关方法设为4时隙。进一步的Navg_fading系被设为8帧且RI被设为2帧。以一相关方式所假设的方案，一高速度、一高频率差异与一低噪音水平，系于第7B图中说明。NCORR系设为1导频符号，而Navg系以一有关方法设为4时隙。进一步的Navg_fading系被设为4帧且RI被设为1帧。}

组件符号列表

1脉冲形成滤波器

2延迟时间估计器

3路径侦测与选择单元

4指枝分配单元

5瑞克接收器

5.1、...、5.N瑞克指枝

6加算器

10路径决定单元

40指枝分配单元

21.1、21.2参数决定单元

22.1、22.2阈值选择单元

23.1、23.2路径选择单元

30.1、30.2速度估计器

31.1、31.2频率差异估计器

32.1、32.2噪音水平估计器

33.1、33.2时间变化内插器(TVI)

34.1、34.2信号对干扰加噪声比(SINR)估计器

S1步骤

S2步骤

S3步骤

S4步骤

N_CORR关联性长度

N_avg关联性的数目

N_{avg_fading}平均延迟曲线的数目

N_{peak_max}阈值

N_OCC平均延迟曲线的总数

RI重复间隔

N_FINGER选择路径

T_min最小延迟时间间隔

T_c/2分辨率

N_{Finger_min/Bs}基站的路径最小数目参数

N_{Finger_max}--可获得的指枝最大数目之参数

N_BS瑞克指枝的数目

μ、σ该噪音采样的平均数值与该标准差

a、b与c系数

k路径丛集的数目

P₀-P₄路径

A、B(第5图)基站

A、B与C(第6图)三路径

A、B(第7A、B图)两单元

P_m-1、P_m与P_m+1位置标示

i标示该上升功率次序的指针

k标示该基站指针