用于一个含有自适应均衡器的高清晰度电视信号接收机的自动增益控制系统

摘要

一个包括模拟与数字信号处理电路(116，117)的高清晰电视接收机接收代表数字电视信息的模拟高清晰度电视信号。所接收的信号包含窄带高优先级信息和宽带低优先级信息。一个自动增益控制(AGC)信号从窄带信息被生成(174)，该AGC信号是作为一个相关自适应均衡器(120)的系数值的函数，并且是作为由相关输入模拟一数字转换器处理过的饱和取样数目(162)的函数。

说明书

本发明涉及在电视信号接收系统中的设备，用于自动地控制所接收的表示为数字图象信息的电视信号的幅度。

标准的电视信号接收系统一般都带有自动增益控制（AGC）装置，用于在一个所接收的信号电平的宽范围上保持加至检波器级的信号幅度基本上恒定。这种AGC装置一般产生一个AGC信号，该信号作为被检基带视频信号分量的水平同步分量幅度的函数，以一种所接收的电视信号的幅度及反函数的方式，该AGC信号被用来增加或减小射频（RF）与中频（IF）放大器的增益。这种类型的电视信号AGC系统是公知的，正如在4761687号美国专利（授与Rumreich）中所描述的一样。

最近人们已将大量的注意力转向发展高清晰度电视系统，该系统对数字形式的诸如图象、音频和同步信息之类的电视信息编码和解码。发送的数字电视信号与标准的NTSC模拟电视信号的不同在于它是一个脉冲随机序列出现的，类似一个变化幅度的随机噪声信号，而且可以没有RF载波。由于缺少一种易于识别的AGC基准分量，例如类似于标准NTSC电视信号的RF载波或水平同步分量，因而，欲采用普通的AGC技术有效地应用于数字电视信号将可能是困难的或不可能的。

在认识到这些因素的过程中，T.M.Wagner等人于1992年2月6日提交的、序号为832126的共同未决美国专利描述了一个均方根（RMS）AGC检波器网络，适用于用在一个响应数字信息所表示的信号的电视接收机中。这种AGC网络可被便利地用在一个高清晰度正交幅度调制（QAM）数字电视系统中，这种数字电视系统具有如在共同未决的、由H.E.WHITE提交的650329号美国专利申请中所示类型的频谱构形幅度一频度特性。在该系统中，发送的高清晰度电视信号缺少一个RF载波和易于识别的NTSC类型的水平同步分量，而是被分成欲以高可靠性进行接收的高优先级信息，和较低优先级的标准信息。这种高优先级信息和低优先级信息在电视信号频谱的不同部分内作为分离的QAM载波信号被传送。与低优先级信息相比较而言，该高优先级信息呈现出一个较窄的带宽和显著大的幅度。

根据本发明的自动增益控制设备包括在用于接收可以表示为数字图象信息的电视信号的装置中，其中一个自动增益控制信号（AGC）是作为一个自适应的均衡器操作条件的函数而被生成的。在一个本发明给出的实施例中，数字电视信号的频谱包括含有欲被以高可靠性接收的高优先级信息的窄带分量和一个包含低优先级信息的宽带分量。这两个分量是作为分离的QAM载波信号在电视信号频率频谱的不同部分而被传送的。一个AGC检波器产出AGC信号，作为与自适应均衡器相关联的系数值的函数，以便防止该均衡器呈饱和工作条件。该AGC检波器还响应于由一个输入模拟-数字转换器处理过的饱和取样的数目。

图1是包括信号处理电路和依照本发明的自动增益控制设备的高清晰度电视接收机的一部分的方框示意图;

图2描绘的是图1接收机所接收并处理的一个兼容同时播出多路QAM高清晰度电视信号的基带视频频谱;

图3-4表示了图1所示系统的各部分的详图。

图1示出了用于接收并数字处理由图2所示类型的HDTV电视信号的高清晰度电视（HDTV）接收机的一部分。在讨论图1所示的接收机之前，先描述该信号。

图2示出了与一标准NTSC电视信号通道的6MHZ带宽兼容且可被用作同时播出信号的一个高清晰度电视信号的视频频谱。沿图2的频率标度（-1.25MH至4.5MHZ）的频度是以标准NTSC系统中RF图象的0.0MHZ频率的位置为参考。

高清晰度电视信号是一个分成高和低优先级信息分量的数字压缩信号。在这一范例中，欲被以高可靠性接收的音频、同步和低频视频信息分量被指定为高优先级。同步信息可以是调整信号（trainingsignal）的性质，包含有独特的特征标记或编码，以便于在接收机上的信号恢复和处理，可以直观地包括场速率扫描信息（例如场符记的始点）。其它的不太关键的分量，例如高频视频信息被指定为低优先级。高优先级信息是产生一个虽然不是完美图象但为一可视图象所需的信息，并且是以比低优先级信息大得多的功率进行传送的。高优先级信息相对于低优先级信息展示为一个窄带宽，并且窄带正交幅度以0.96MHZ的符号速率调制一个载波。低优先级信息宽带正交幅度以3.84MHZ的符号速率调制一个载波。如图2所示，这就产生出对于高优先级信号的6db变成频率间测量的0.96MHZ带宽以及对于标准优先级信号的3.84MHZ带宽。产生出的复合信号是一个多路QAM信号形式，在本例中即为一个“双生”QAM信号。通过在发射机上的适当的频率转换手段，该复合的双生QAM信号已被转换成6MHZ标准电视频带，产生出图2所示的频谱。

窄带QAM分量的幅度要比宽带QAM分量的幅度大得多。窄带QAM分量的-6db带宽是0.96MHZ而宽带QAM分量的-6db带宽是3.84MHZ，即是窄带QAM分量带宽的4倍。窄带与宽带QAM分量的非线性频带边沿过渡区是由具有上升余弦特征的均方根有限冲激响应（FIR）滤波器成形的，以便产生平滑的过渡区，防止由突变过渡区产生的不希望的高频效应。窄带分量展示出一个具有超过带宽约17%的幅度-频率特性，即多于由表达式1/2×1/T所定义的过渡区的理论上最小带宽的17%，其中T是主信号的符号周期。在边沿过渡区的宽带分量的幅度-频率响应（未绘出标度）是较陡的窄带分量斜率的四分之一。

窄带和宽带QAM分量的每一个都含有同相分量“I”和正交分量“Q”。I相分量调制一个已压缩的余弦载波，而Q相分量调制一个已压缩的正弦载波。一个数据“符号”是由I分量和Q分量二者表示的。在16QAM信号的情况中，每一个Q和I分量展示为4个离散的幅度等级，导致总共4×4或16个可能的幅度等级或值，从而对于窄带和宽带QAM信号的每一个都为“16”QAM。表示每一个I和Q分量的四个等级需要两个比特，从而对于一个I与Q的组合，每一个数据符号需求四个比特以表示其16个等级。因此，3.84MHZ（-6db）宽带QAM信号的比特速率是15.36Mbps（3.84MHZ×4比特），而0.96MHZ（-6db）窄带QAM信号的比特速率是3.84Mbps（0.96MHZ×4比特）。在一个64QAM系统中，窄带和宽带分量的比特速率将以1.5的因数增加。由于固有的峰值功率限制特性，一个32QAM调制方案可能属最佳调制模式。所描述的多（双生）QAM信号展示出显著的对与标准NTSC电视信号有关的同频道抗干扰性，即从同一频道中的不同位置发送的标准NTSC信号作为双生QAM信号。来自双生QAM信号对NTSC信号的同频道干扰也被显著地降低。

分别是15.36Mbps和3.84Mbps的宽带及窄带QAM信号的比特速率有利地表现为4∶1的整数关系。这种关系简化了在接收机上对于窄带和宽带QAM信息的恢复，因为同一源生的数据时钟可以方便地用于两个QAM分量的定时数据恢复操作。对于接收机系统所需求的数据时钟速率能够从方便地恢复的高功率窄带QAM信号中容易地得到。

在图1所示的接收系统中，由天线110接收的广播双生QAM信号送到输入信号处理器112，该处理器包括有将要结合图4作描述的RF和IF级。处理器112还接收基准信号REF1和REF2，这两个信号在频率上对应着在发射机处为形成发射信号而采用的基准信号。来自处理器112的输出信号包括有宽带QAM分量（WB）和窄带QAM分量（NB），经各自的模拟-数字转换器117和116，它们被传送到高优先级信号处理器119和低优先级信号处理器150。经单元112处理过的信号展示出如图2所示的复合调制频谱。

来自单元116的数字取样二进制输出信号送到解调器118，该解调器118连同部件120、122、124、126和128形成了窄带QAM高优先级信号处理器119。窄带QAM解调器118包括一个输入滤波器，该滤波器所具有的幅度-频率响应特性基本上与图2所示的已调窄带QAM分量的幅度-频率特性的形状相一致。来自单元117的基带输出信号送到一个宽带QAM低优先级信号处理网络150，该网络所包含的部件与窄带QAM高优先级处理器的那些部件相类似。宽带QAM低优先级处理器150包括一个具有输入滤波器的解调器，该滤波器所具有的幅度-频率响应特性基本上与图2中已调宽带QAM分量的幅度-频率特性形状相一致。因此，接收机系统在与标准清晰度电视信号中的高质量信息相关的频率处展示出信号衰减陷波槽。

传统设计的自适应均衡器120从解调器118接收解调的正交定相的I与Q分量。均衡器120采用一自适应数字FIR滤波器，以补偿由于传输通道干扰所引起的幅度和相应的不规则性，例如图象重影。在此实例中的自适应均衡器120是所谓的局部地定间隔均衡器，它可以在大于最小所需间隔上取样，从而引进产生对于输出的I与Q分量而言所希望的幅度和相位特性所需的任何相移及幅度改变。均衡器120包括利用所希望的相位与幅度对均衡器120的I和Q输出分量的频谱进行编程的ROM。输出的I与Q分量值被分别与已编程值比较，并以该比较结果为基础将输入的I、Q值调节至接近于已编程值。这一调节是通过改变与均衡器120相关的滤波器的系数（抽头加权）值而实现的。均衡器120能够在一个符号期内进行亚取样，以产生为得到所期输出幅值和相位特性所需的相位和幅度的改变量。作为这种能力的结果，均衡器120的操作对于所加时钟信号的相位实际上不敏感，尽管这种相位最好应当是基本上恒定的。均衡器120可以是一个同步均衡器，虽然就其所加的时钟信号的相位特性来说，一个局部地定空间均衡器表现出更好的工作效果。局部地定空间以及同步自适应均衡器在Lee与Messerchmitt的文章“数字通讯”中作了讨论（Kluwer学术出版者，波士顿，MA.U.S.A.1988）。

已均衡的I与Q信号从单元120输出，送到一个估计器网络126，该网络产生出代表与发送的I与Q分量最相象的估计值的输出I、Q分量。比如说，在估计器126输出端的I与Q分量的值已经按照需要进行调节以补偿在传输过程中所引起的噪声失真效应。估计器126实际上执行的是将数值指定给取样的一个翻译功能，这些取样是那些由于诸如噪声的影响而没能够在一个16点的4象限信号的构象中被准确地置于确定的位置的取样。估计器126的输出信号送到解码器122，该解码器基本上从事的是在发射机端由一个编码器所执行的变换操作的反操作。采用查阅表将四象限信号构象“去变换”（unmap）”成二进制形式中的顺序的四比特（符号）数据段，即成为该信号在发射端未被编码前的发射机中存在的形式。

误差检测器124监视估计器126的I、Q输入和输出信号，以产生一个载波相位误差输出信号，该信号幅度正比于估计器126的输入与输出的I信号之间以及输入与输出的Q信号之间的相位误差。该相位误差可能由于噪声影响，在该情况中，相位误差在性质上将是随机的，这种相位误差还可能是由于窄带基准信号REF2的频率（由图3中的频率合成器135产生）实际上不等于在发射机中使用的对应基准信号的频率，在这种情况中会使得该相位误差在性质上不为随机的。从误差检测器124输出的一个误差信号（ERROR）最终会用于对信号REF2的频率从期望值，即从发射机的对应信号REF2的频率值的偏离进行补偿。误差检测器124以比均衡器120更高的取样速率操作，以便能检测到相位与频率的偏移，这些偏移可能是由于图3中的合成器135的频率偏离而引起，或者是由于和输入处理器112相关的本地振荡器的频率偏离引起。

具体地说，ERROR信号送到一个电压控制振荡器（VCO）网络128，该网络包括一个低通滤波器，用于修正加到正交解调器118的正交定相的正弦和余弦基准信号的值。该被修正的正弦和余弦基准信号变化着解调处理过程，这种变化一直要进行到来自检测器124输出信号的误差表示幅值指示出信号REF2的频率从所期望的频率值的任何偏离都已补偿为止。与单元128相关联的低通滤波器对ERROR信号滤波，以便使来自VCO    128的基准信号值、进而使解调器118的操作响应非随机性质的误差（例如所述的频率偏离）而被修正，并且不受诸如噪声之类的随机效应的影响。宽带QAM低优先级信号处理器150包含有与上面讨论的窄带QAM处理器的单元118、120、122、124、126和128相同方式的操作部件。涉及包括估计器126、检测器124、VCO    128和解调器118类型的控制环路操作的附加信息可以在上述的Lee和Messerschmitt的“数字通讯”一文中见到。

信号处理器140将来自解调器122的已解调高优先级数据信号和来自处理器150的已解调低优先级数据信号进行组合。处理器140可以包括有诸如霍夫曼（Huffman）解码器之类的数据去压缩网络，以及反向均衡器、纠错网络、以及多路分解和信号组合网络，以便提供分离的音频和视频电视信号分量。该音频分量在被送到声音再生装置146之前，由一个音频信号处理器142处理。视频分量由单元144处理，以便产生一个送到图象显示装置148的图象代表信号。

所公开的系统还包括自动增益控制（AGC）装置，如图4中所示出的那样，该装置将RF和IF    AGC信号传送在输入处理器112中的RF和IF电路。与高优先级处理器119相关的AGC装置包括有一个经逻辑或门163从模拟-数字转换器116和117接收输出信号的计数器162，与自适应均衡器120相关操作的自适应均衡器控制器164，以及一个数字/模拟转换器和AGC电压产生器单元174。

控制器164响应来自均衡器120的I、Q输出信号，并响应来自计数器162的一个计数（COUNT）信号。控制器164提供由在均衡器120中的自适应滤波器所用的抽头系数值，以便均衡所接收的信号。控制器还提供一个AGC输出信号至单元174，由包括在该单元中的数字/模拟转换器将该AGC信号从数字转换成模拟形式，并随后由一可变电压产生器装置产生出一对应的模拟AGC电压。

来自单元174的AGC电压被送到一个AGC延时网络172，该网络具有例如在Rumreich的4671687号美国专利中所描述的传统构形。AGC延时网络172将一个输出射频（RF）AGC信号和一个输出中频（IF）AGC信号送到如图4所示输入处理器112。如同在前面所提到的诸如Rumreich的专利所揭示的，网络172包括有例如比较器的装置，从而确定AGC延时点，在该延时点，以RF    AGC信号形式的增益控制信息被送到在处理器112中的RF放大器，以改变其增益。

如同所要讨论的那样，AGC设备将输入到模拟-数字转换器116和117的输入信号保持在一个电平上，以避免转换器116和117的饱和以及与高优先级均衡器120相关的自适应滤波器的系数值的饱和。以一个很小输入信号为起始，只要是可能有最佳的信噪比响应，在处理器112中的RF放大器级就保持处于一个高增益。随着输入信号电平的增加，该AGC的功用开始降低在处理器112中的IF级的增益，直到作为较大信号的预定电平，该IF增益被维持恒定而该RF增益则作为输入信号电平的函数被降低。AGC信号可按照需要进行滤波，以确保稳定的AGC控制环路的操作，并根据一特定系统的要求在RF和IF增益控制间而进行延时。控制器164是被编程的，以周期地（例如每10ms）提供刷新的AGC信息。该刷新周期、以及与产生被刷新的AGC信息具有的速度是一给定系统的需求及参数的函数，例如是AGC环路的函数。

控制器164是一个已编程的数字信号处理器，例如是一个微处理器，它执行的功能包括计算滤波器的系数值，该值被传送给一个或多个与均衡器相关联的自适应FIR滤波器，以确定均衡器的响应。借助于根据一给定的算法计算出这样的系数值的过程是已知的。为此目的，该I与Q均衡器的输出由控制器164监视，以确定其输出与作为编程到该控制器内的所期望幅值相符合的范围。举例而言，由诸如信号重影的频道干扰所引起的一个不希望的幅度扰动，例如中频带幅度下陷，将通过调节该均衡器的一个或多个滤波器系数值而被补偿。因此，该均衡器试图保持欲被送至随后电路以进行处理的信号频谱的所希望的构形或形状。

由于受限的动态范围是用于量化该输入信号的比特数的函数，一个传统构形的自适应均衡器通常能够在一定程度上但不是全部对输入信号幅度的变化作补偿。因此，通常要求AGC的作用增强均衡器的操作。象从均衡器120来的输出信号的幅度所展现的那样，总体上接收的信号幅度的增加或减小由提供到输入处理器112的AGC信号补偿。该AGC信号是通过监视一组均衡器系数值而生成的，以确定最大的系数值。这一点可以通过比较器网络实现。比如说，一个第二比较器网络将已确定的最大系数值与等于极大系数值的90%的一个基准值相比较。该极大系数值是一个已知的已编程数值，高于该值，均衡器不期望地展示为饱和操作。假如已确定的最大系数值是小于或大于该90%的基准值的话，则该第二比较器分别地提供一个输出的正或负的系数差值△C。如果系数差值△C是正，则一个AGC信号是朝着降低该系数值到该90%值的方向而被产生。相类似地，如果该差值是负值，则一个AGC信号是朝着增加该系数值到该90%值的方向而被产生。比较器的输出值△C在其经单元174中的数字-模拟转换器（DAC）被转化成模拟值之前，可以被整数化。利用在单元174中的可控电压源，已转换的模拟值被用来产生一相应的增益控制电压AGC。

由控制器164生成的并最终被送到输入处理器112作为RF和IF    AGC信号的AGC信号在数值上是被自动调整的，以便保持其系数值的最大值稍低于饱和（极大）值，例如处于大致为极大系数值的90%的一个值。假如一个均衡器系数欲将超过该极大值，该均衡器则将不再线性地工作而将是呈失真操作。非线性操作产生出干扰交调频率，导致估计器126和解码器122输出端的误差。AGC信号调节输入到均衡器信号的幅度，这使得一系列的所有均衡器系数按照要求按比例升高或降低。AGC处理的目标是保持大的均衡器的系数值，以便对于量化该信号和均衡器系数所使用的比特数来说，使信号的清晰度最佳。

AGC信号的生成还是从计数器162输出信号的函数，该输出信号表示经A/D转换器116或117处理过的饱和取样的数目，即那些等于或超过转换器116或117的操作范围的大幅值取样的数目。为此目的，逻辑或门163响应来自转换器116和117的、代表由它们每一个所处理的饱和取样数的信号。该逻辑或功能组合来自转换器116和117的表现为饱和的信号，并将该已被“或”过的信号（例如脉冲）送到计数器162。转换器116和117可以采用已商业化应用的AD9012型模拟-数字转换器，（可以从美国麻省的Analog    Device    of    Norwood购得），如果输入饱和取样值时，则产生一个输出脉冲。这些脉冲的计数由计数器162所累加，并且在一个预定的间隔（例如几个ms）内由控制器164周期地读取。在一个累加的计数由控制器164读出后，该计数器由来自控制器164的复位信号RESET复位。

响应于来自计数器162的脉冲计数而生成的一个AGC信号降低了输入信号处理器112的增益，以便避免输入到转换器116和117的信号变得太大，从而生成具有伴随的信号失真和信息丢失的饱和（过载）条件。一个A/D转换器的饱和会产生与交调频率相关的非线性操作。AGC信号还防止了输入信号变得太小从而导致较少的输入信号比特及降低的A/D转换器清晰度。

来自计数器162的一个高脉冲计数说明了一个十分弱的信号分量或一个信号的丢失，从而AGC信号应当降低在A/D转换器116和117以前的放大器级的增益以防止饱和。AGC的作用是通过增加RF和IF级的信号增益来对小的输入信号予以补偿，但是这会伴随着象来自计数器162脉冲计数所指示的那样的被放大的噪声而导致输入A/D转换器116的很高增益和饱和。由于高的RF和IF的带内噪声单独放大，饱和尤其可能出现。这种饱和模式是有些无法预测的，而且，由于与生成饱和的一个A/D转换器相关的时间滞后，当一个完好的信号出现时，这种饱和模式降低了一个A/D转换器的效果。在本实施例中，当A/D转换器116和117的一个或二者都被计数器162的输出指示为饱和状态时，控制器164被编程而不考虑涉及均衡器系数状态的信息，在此时，控制器164产生一个AGC信号，降低输入处理器112的增益，直到两个A/D转换器都脱离饱和状态为止。象下面要说明的那样，由于饱和的A/D转换器和饱和的均衡器系数不可能同时出现，因而为实现AGC的目的，此时不考虑涉及均衡器系数状态的信息是可以接受的。

控制器164可以各种方式响应来自计数器162的脉冲计数，以便产生一个AGC值，用以降低信号的增益从而降低A/D转换器饱和。比如说，控制器164可以通过选择一个已编程的ROM值来响应一个给定脉冲计数，从而降低信号的增益。通过单元174，该ROM值可被转换成一模拟值并转换成一合适的电压。象前面所讨论的那样，监视用来形成AGC信号的一系列均衡器的系数，当一输入信号正在被接收时，在正常的情况下是最为有用的。对于这种条件，在一个具有通常的RF/IF增益控制特征的接收机中，诸如单元116和117的输入A/D转换器的饱和是不可能产生的。在高RF/IF增益条件下是一个饱和的A/D转换器最可能出现的情况，此时，接收的信号被丢失。

保持所期望的（非饱和的）均衡器系数值的目标通常被认为要比防止A/D转换器进入饱和的目标更为重要。然而，从实践的立场出发，这后一目标表现出一个更有价值的选择，而且在某些系统中可以代表一首要目标。所公开的或门163和计数器162的电路设计可被认为是防止不希望的输入A/D转换器饱和的一个简单而有效的方式。然而，采用更为完美的逻辑控制和开关网络的其它复杂电路设计可被用来提供附加控制。比如说，转换器116和117的饱和表示脉冲输出可以被分别地检测，以实施提供单独控制电压的目的。

如图3所示，直接信号频率综合器129响应来自一系统时钟产生器130的主时钟信号产生一个15.36MHZ的时钟信号CLK，还将主时钟信号提供给频率合成器135，以便生成基准信号REF1和REF2。来自产生器130的时钟信号被用于同步合成器129和135的操作，在本例中，展示为10MHZ的频率。信号REF1和REF2的频率通常与使用在发射机处的对应信号的频率相对应。这些信号频率从所期频率的任何偏离都按上述的方式被补偿。来自信号源129的信号CLK是一个时钟信号，用于在图1所示的低优先级处理器150中的数字信号处理电路。图1的高优先级窄带处理器119处理一个其带宽是宽带信号四分之一的信号。因此，高优先级处理器部件响应于一个时钟信号CLK/4，该时钟信号具有由分频器136提供的信号CLK频率的四分之一（3.84    MHZ）。

在接收机处的时钟信号CLK的频率对应于使用在发射机处的时钟信号的频率。通过从包含在更为可靠地接收到的高功率窄带QAM分量中的信息生成该接收机的时钟信号，建立合适的接收机时钟频率变得更为方便，在图3将会看到这一点。为此目的，如将在图3中见到的那样，来自输入处理器112的另一个窄带输出信号加到一非线性信号产生器131，例如是一个诸如倍乘器的N次方产生器，该倍乘器自行将输入倍乘，此处N可以是2或4。单元131以窄带QAM分量的符号速率产生一单频分量。在此情况中，该符号速率是比特速率的四分之一，0.96    MHZ。单元131还以低功率宽带QAM分量的符号速率产生一高饱和的输出分量，该输出分量被随后的信号处理单元所忽略。

来自单元131的0.96MHZ符号速率输出分量在被送到包括一相位检测器的相位控制单元137之前，由一滤波器132进行带通滤波。滤波器132具有在0.96MHZ符号频率的中心频率。该滤波器132的带宽不是临界的，而应该足以提供一充分的信噪比。响应来自滤波器132的0.96MHZ符号速率的输出分量的相应控制单元137连同低通滤波器138、合成器129、和16分频的分频器139一起构成一个锁相环路。滤波器138除去包括噪声在内的寄生频率，该噪声是由非线性信号产生器131的操作所产生的。分频器139从合成器129接收一个15.36MHZ的信号，并将一个分频为0.96MHZ的输出信号送到相位检测器137的控制输入端。合成器129包括一个寄存器，该寄存器累加由滤波器138加到单元129的一个控制输入端的信号所确定的相位增量，这种累加是以来自时钟产生器130的信号频率所确定的速率进行。累加的相位值编址一个包含正弦值的ROM，这些正弦值合成来自单元129的输出信号。单元129的功能可以用商业化应用的Q2334型号的集成电路来实现，它可以从加州圣地亚哥的Qualcomm公司买到。

在本系统中，高优先级分量有利地展现出具有小过量（17%）带宽并且是锐带外衰减，即，陡峭的“边缘”的窄带宽。从诸如单元131的非线性信号产生器（例如倍乘器）得到的输出信号的幅度响应一个输入QAM信号，它是输入信号的幅度-频率特性形状的函数，特别是在该频带边缘处更是如此。对于一个给定的带通幅度特性，在频带边缘处的一陡峭斜率以输入信号的符号速率产生出一个小幅度的单一频率输出分量，而一个小频带边缘斜率产生一个大幅度输出分量。

销相环路包括部件137、138、129和139，它们共同作用以保持以下两个信号间的相位差基本为零，一个是从单元131和132输出的加到相位控制器137的0.96MHZ的输入信号，另一个是从分频器139输出的加到相位控制器137的0.96MHZ的输入信号。这后者信号是由合成器129响应来自滤波器138的相位误差表示的控制信号而生成的。

图4示出了图1的输入信号处理器112和图3的频率合成器135的细节。来自天线110的输入信号被送到调谐器部分210，该谐调器还包括一个用于按照已知的信号处理技术产生一个中频（IF）输出信号的混频器。在调谐器210内的RF放大器响应于来自图1中的AGC网络172-174的一个RF    AGC信号而进行增益控制。从调谐器210来的IF输出信号送到一个IF处理器212，该处理器包括一个SAW滤波器，其频率中心在43.5MHZ，带宽约为6MHZ。该IF输出信号还被送到一个AGC放大器216，它是响应来自AGC网络172-174的IF    AGC信号而进行增益控制的。

处理器212的输出信号被送到一个中频下变换器220。变换器220包括信号乘法器（混频器）222、224和226，输出低通滤波器230、234和236，以及晶体控制49.92MHZ的本地振荡器228，全部电路设计如图所示。乘法器224响应来自振荡器228的基准信号以及处理器212的输出信号。乘法器222和226还响应来自处理器212的输出信号以及基准信号REF1和REF2。这后两个信号是响应10MHZ系统时钟信号由图3中的宽带合成器部件135A和窄带合成器部件135B生成的。来自滤波器234的一个输出信号被送到图3的单元131。已频率下变换的宽带和窄带输出信号是分别在滤波器230和236的输出端提供的。