多载波调制接收器的信道估计与峰均功率比降低

摘要

一种多载波调制接收器的信道估计与峰均功率比降低。提供一种方法进行正交分频复用（Orthogonal Frequency Division Multiplexed，简称OFDM）信号的信道估计。基于预留音调信道载波的使用，该方法包括执行信道估计。并且，提供一种用以降低多载波调制信号的峰均功率比（PAPR）的方法，其中，多载波调制信号包括两个或更多的载波组，藉由先选择任意非零值用以作为在第二组内的载波类型，然后依据预定的PAPR临界值对第二组内的载波类型做出优化确定其为非零值，其中，在第一组内的各种载波类型包括至少有一个为数据载波、连续导频和分散导频；并且其中的第二组内的载波类型包括预留音调。

说明书

本申请是申请号为200980155018.6，申请日为2009年11月13日， 发明名称为“多载波调制接收器的信道估计与峰均功率比降低”的中 国专利申请的分案申请。

技术领域

本发明涉及数字视频广播（digital video broadcasting，简称DVB）。 更具体地说，本发明涉及降低多载波调制的DVB系统的峰均功率比 （Peak to Average Power Ratio，简称PAPR）。

背景技术

本领域技术人员众所周知，DVB是欧洲联盟标准数字地面电视的 广播传输。DVB系统传输压缩的数字音频/视频流，采用多载波调制方 法，例如正交分频复用(orthogonal frequency division multiplexing，以下 简称OFDM）。另一种常用的传输信号方法是数字视频广播-地面 （digital video broadcasting-terrestrial，以下简称DVB-T）。当广播公司 使用这种方法时，传输信号没有通过电缆行进。相反的，信号从空中 天线至空中天线移动，并从信号冲击波至家用接收器。

DVB-T广播业者使用压缩数字音频-视频流来传输数据，以及整个 过程是基于运动图像压缩（Moving Picture Expert Group，简称MPEG） -2标准。这些传输可以包括所有种类的数字广播，包括高分辨率电视 （high definition television，简称HDTV）和其它高强度的方法。这是 一种改进旧的模拟信号，所以需要单独的传输流。

在DVB-T传输中，脉冲噪声(impulse noise)是日益的受到关注，因 为它对传输数字化有负面的影响，并且常见于OFDM系统之中。虽然 OFDM DVB-T系统接收机提供对脉冲噪声有一定的免疫程度，按照适 用的标准，这种免疫是不足以确保可靠的数字电视信号传输。例如， OFDM系统包括同时在多载波上的数据传输。在现实生活中，当数据 传输时，它是通过数据信道，然后，当接收端接收到此载波时，该数 据信道在一个或多个载波上会显示出其乘法缺陷（如脉冲噪声（impulse  noise））。

虽然在北美电视接收器市场中，脉冲噪声历来被忽视，在欧洲市 场，有几个标准/规格需要对脉冲噪声具有高耐受性。另一个棘手的方 面是OFDM系统的峰均功率比（peak to average power ratio，以下简称 PAPR），它对脉冲噪声的存在和影响造成巨大冲击。通过降低PAPR， 脉冲噪声的影响可以相对地减少。

在OFDM系统中，一些传统技术对于降低PAPR包括，例如，音 调预留、音调注入或自适应星座图扩展。熟习该项技艺的人士很容易 可理解这些技术，因而不在此深入讨论。但是，所有的这些技术会造 成数据速率的损失或是增加接收端所需的信号噪声比（signal-to-noise  ratio，简称SNR）。因此，这些技术只具有有限的效用。

为了协助接收端克服多路径失真（multi-path distortion），将传输导 频信号与已知的数据模式。该导频信号(pilot signal)有时也被称为导频 音调(pilot tone)或简单的称为导频，用于支持信道估计(channel  estimation)运作。传统的信道估计运作试图估计通讯信道所产生的振幅 和相位失真，所以可以补偿以上所讨论的SNR损失。虽然较许多其它 技术更为有效，但是信道估计运作仍然不够精确完全补偿所有SNR损 失。

因此，有必要改进其方法和在OFDM DVB-T系统接收器中减少 PAPR，以补偿相应的SNR损失。

发明内容

在此，本发明一致的原则为具体和广泛的描述，本发明包括一种 方法来执行OFDM信号的信道估计。该方法包括基于使用预留信号信 道载波来执行信道估计。

与以上传统技术相比较，本发明实施例提供降低PAPR的方法。 但是，在本发明实施例中，SNR损失补偿的精确度提高了信道估计过 程。

例如，OFDM系统的工作是将宽带数字信号分割成多个较慢的数 字流，然后在紧密相邻区间的载波频率（即音调信号）上，传输所有 的数字流。每一数字流包括不同类型的信号。例如，典型的数字流（例 如，符号（symbol））可能包括数据载波，预留音调，连续导频和分散 导频。本领域技术人员理解这些音调的一些可以保留以降低PAPR。一 旦数据载波具有数据，额外数据的适当的值（即，信道估计数据）插 入预留的载波，以降低PAPR的时域信号。

对于预留的音调，本发明进行参数设置允许值。典型的参数化包 括线性反馈移位缓存器（linear feedback shift register）的值，或有限数 量的已知量化值。在初始化过程中，由于参数设定减少PAPR的值， 发射器找到了最佳的信号，然后选定参数信号（可能于坚固的信道）。 然后接收器对该参数进行译码，并使用预留音调作为额外导频，以提 高信道估计。

因为降低预留音调的数据值搜索空间，所以会损失一些降低的 PAPR。然而，由于本发明具有更准确的信道估计运作，更多的已知的 技术，例如自适应星座图扩展（Adaptive Constellation Extension，简称 ACE）可用于取得进一步的减小。透过多个降低PAPR反复式技术， 可实现计算最后预留音调的过程。

本发明的进一步实施例、特点和优势，以及本发明的结构、各种 实施例的运作与参考附图，将详细描述如下。

附图说明

于此，附图纳入本发明说明书的一部分，并有助于进一步描述与 解释本发明的原则，使得熟习该项技艺的人士能制作与使用本发明。

图1为一传统基于OFDM DVB-T系统的方块图；

图2根据已知信道估计技术，典型的导频模式序列的图解说明;

图3根据已知信道估计技术，在选取预留的音调值之前的单一符 号序列的图解说明；

图4根据已知信道估计技术，在选取预留的音调值之前的单一符 号序列的图解说明；

图5根据本发明的实施例，从已知模式的子集，在选取预留的音 调值之后的单一符号序列的图解说明；以及

图6实现本发明实施例的方法的典型流程图。

具体实施方式

本发明的详细描述和附图与本发明实施例的说明是一致的。其它 可能的实施例和其修改均需于本发明的精神和范围内。因此，详细的 描述并不局限于本发明。而且，本发明的范围详述于以下的权利要求。

熟习该项技艺的人士显而易见的能将本发明于许多不同的实施例 中实现，如图所示的软件，硬件，韧体和/或实体。用以实现本发明的 任何实际的软件代码与专门控制硬件，均不受限于本发明。因此，本 发明的操作性能与理解，以及所描述实施例的修改和变化，均应考量 到本发明所载的详细程度。

图1为传统OFDM移动通讯系统的发射端/接收端结构的方块图。 如图1所示，移动通讯系统采用OFDM方案，包括发射端100与接收 端150。该发射端100包括数据发射器102、编码器104、符号映像器 106、串行至并列（serial to parallel，简称S/P）转换器108、导频符号 插入器110、反相快速傅立叶变换（inverse fast Fourier transform，简称 IFFT）单元112、并列至串行（parallel to serial，简称P/S）转换器114、 保护区间插入器116、数字模拟数模（digital-to-analog，简称D/A）转 换器118和射频（radio frequency，简称RF）处理器120。

在发射端100，该数据发射器102产生并输出使用者数据位和控制 数据位，并传送至该编码器104。根据预定编码方案，该编码器104 接收和编码数据发射器所输出的信号，然后输出该编码信号到该符号 映像器106，通过回旋编码方案(convolutional coding scheme)或具有预 定编码率的涡轮编码方案(turbo coding scheme)，该编码器104进行编 码。根据相应的调制方案，该符号映像器106调制该编码器104所输 出的编码位，从而产生调制符号，以及输出该调制符号至该S/P转换 器108。在此，该符号映像器106的调制方案可以遵循包括，例如，二 进制相移键控（binary phase shift keying，简称BPSK）方案，正交相移 键控（quadrature phase shift keying，简称QPSK）方案，16正交调幅 （quadrature amplitude modulation，简称QAM）方案，64QAM方案， 或其它方案。

该S/P转换器108接收并转换符号映像器106所输出的串行调制 符号为并列调制符号，并且输出并列调制符号至该导频符号插入器 110。该导频符号插入器110插入导频符号至该S/P转换器108所输出 的已转换的并列调制符号，然后将其输出到该IFFT单元112。

该IFFT单元112接收该导频符号插入器110输出的信号，执行N 点的IFFT信号，然后将该信号输出到该P/S转换器114。该P/S转换 器114接收该IFFT单元112所输出的信号，将该信号转换成串行信号， 并输出转换的串行信号至该保护区间插入器116。该保护区间插入器 116接收该P/S转换器114所输出的信号，插入保护区间至所接收到的 信号，然后将该信号输出至该D/A转换器118。在此，于OFDM传输 通讯系统中，该插入保护区间能防止所传送OFDM符号间的干扰，也 就是说，该插入保护区间能防止在上一次OFDM符号周期的先前 OFDM符号和目前OFDM符号周期所传送目前OFDM符号之间的干 扰。

提出插入零数据于插入保护区间的方法。然而，插入零数据作为 保护区间可能会导致接收器错误地估计OFDM符号的起点，由此，使 得子载波相互的干扰增加了接收OFDM符号起点的错误确定机率。因 此，循环前置法（cyclic prefix method）或循环后置法（cyclic postfix  method）通常采用插入保护区间。在循环前置法中，OFDM符号的最 后预定位数会复制和插入到OFDM符号。在循环后置法中，OFDM符 号的起始预定位数会复制和插入到OFDM符号。

该D/A转换器118接收该保护区间插入器116所输出的信号，将 该信号转换成模拟信号，并输出转换的模拟信号至该射频处理器120。 该射频处理器120包括过滤器和前端单元。该射频处理器120接收该 D/A转换器118输出的信号，该射频处理器处理该信号，然后，经由 发射端天线传送该信号至空中。接收端150将于如下加以说明。

该接收端150包括射频处理器152、模拟数字模数 （analog-to-digital，简称A/D）转换器154、保护区间去除器156、S/P 转换器158、快速傅立叶变换（fast Fourier transform，简称FFT）160、 导频符号撷取器162、信道估计器164、均衡器166、P/S转换器168、 符号反映像器170、译码器172和数据接收器174。

从传输端100传送的信号通过多路径信道，并由接收端150的接 收天线接收，信号是含有噪声的状态。通过接收天线接收的该信号输 入至该RF处理器152，并且该RF处理器152降频转换所接收的信号 为中频（intermediate frequency，简称IF）信号，然后输出该中频信号 至该A/D转换器154。该A/D转换器154转换RF处理器152输出的 模拟信号为数字信号，然后输出该数字信号至该保护区间去除器156。

该保护区间去除器156接收A/D转换器154转换与输出的数字信 号，该数字信号去除保护区间，然后输出到该S/P转换器158。该S/P 转换器158接收该保护区间去除器156所输出的串行信号串行信号， 将该串行信号转换成并列信号，然后输出该并列信号至该FFT单元 160。该FFT单元160对P/S转换器158输出的信号进行N点FFT，然 后将该信号输出至该均衡器166和该导频符号撷取器162。该均衡器 166接收该FFT单元160的信号，然后输出该信道等化信号至该P/S 转换器168。该P/S转换器168接收均衡器166输出的并列信号，并将 该并列信号转换成串行信号，然后输出该转换的串行信号至该符号反 映像器170。

正如所示，该FFT单元160的输出信号也输入至该导频符号撷取 器162。该导频符号撷取器162检测该FFT单元160输出信号的导频 符号，并且输出该检测导频符号至该信道估计器164。该信道估计器 164利用该导频符号来进行信道估计，并输出信道估计结果至该均衡器 166。在此，该接收端150产生信道质量信息（channel quality information； 以下简称CQI），将对应至信道估计结果，并通过CQI发射器传送该 CQI至该传输端100（未于图上显示）。

该符号去除器170接收该P/S转换器168的输出信号，根据该传 输端100的相应调制与解调方案来解调该信号，然后输出该解调信号 至该译码器172。根据该传输端100的相应编码与译码方案来译码该符 号去除器170的信号，以及输出该译码信号至数据接收器174。

在OFDM系统中，数据是通过多载波频率来传送和接收。在一些 OFDM系统中，例如，可以有大约128个独立OFDM子载波（即音调）， 占据大约528百万赫兹（megahertz）的频宽。在这些系统中，数据是 通过多个子载波来调制和传送。大约10个子载波未用来传送信息。这 些子载波也被称为导频音调，可用于保护子载波信息，以简化该系统 的滤波要求，或是提供参考相位/振幅信息的解调器。该导频音调的位 置可根据通讯标准或该系统的用户/设计师来定义。一些导频音调被置 于频谱两末端和另一些导频音调被穿插于频谱内。

对于每一传送载波信号，OFDM接收器通常试图补偿因该传输信 道所引起的失真（distortion）。这通常涉及信道估计操作与信道补偿操 作。为了协助接收器能克服多路径失真，将传送导频信号与已知的数 据模式，该导频信号有时也被称为导频音调或简单的称为音调，用于 支持信道估计操作。这种信道估计操作通常试图估计该通讯信道的振 幅和相位失真。

该导频的模式结构基本上可为任何方式，只要满足奈奎斯特取样 （Nyquist sampling）标准的通讯信道的脉冲响应和变化率。多个传送 导频通常是为预定多路径失真延迟函数和信道条件的预定变化率。然 而，提高效率的目的是可行的，将导频传输排除于传输槽中的数据传 输，以减少传送导频数目。

为了较容易达到信道估计的目的，DVB-T OFDM系统经常使用系 统的导频音调。然而，这些稀少的音调使得难以快速估计信道与有效 估计内存使用量和计算。

对于现代无线接收器而言，信道估计是一个重要和必要的功能。 即使对无线信道特性具有有限的知识，接收器可深入获得发射器所传 送的信息。信道估计的目标是能测量已知传输信道或部分已知传输信 道的影响。随条件和拓扑的变化，信道会改变，OFDM系统尤其适合 于信道估计，子载波相距甚近，并且系统通常用于高速应用，能够利 用最小延迟来计算信道估计。子载波的传送与已知功率及组成被称为 导频，并且用于同步。如上所述，本发明提供了一种独特而新颖的方 法来完成信道估计。

更具体地说，对于已知的信道估计技术，本发明提供了增强其功 能，如音调的预留。于音调预留中，例如，载波保留并填充任意值， 以降低PAPR。

另一方面，本发明说明以下的例子。假设非任意值可被选择作为 已知载波，也就是说，例如，给定的符号可用的载波3、7和10代替 使用每一载波的任意值（5个值;例如，-2、-1、0、1和2）。因此，具 有125个选择（即5³）。假设125个选择中的每一个均包括足够的PAPR， 这样可降低一定数量的PAPR，相当于使用任意值来降低PAPR，如上 所述，在这情况下，可以将PAPR降低，几乎与使用任意值来降低一 样。但是，通过利用小组非任意值，接收器可具有更多的信息，用以 进行信道估计和均等化，能够提供这些信息给接收器，以使这些带有 载波可被用来作为导频。传统上，只有专用的导频可用于提供信道估 计。本发明使得额外的、非导频信道载波也可被用来提供信道估计。

图2根据已知信道估计技术，典型的导频模式序列200的图解说 明。该导频模式序列200包括9个OFDM符号的符号组202符号，排 列于Y轴204。该Y轴204，例如，可以为200微秒（μs）到1毫秒 （millisecond）的等级。这些等级的精确度是取决于每一OFDM符号 的总持续时间。如图2所示，还包含X轴206。

于符号组202内的每一符号包含不同的载波类型，包括数据进行 （d_i,j），连续导频（c_i,j）的，分散导频（s_i,j）和预留音调（r_i,j）。预留音 调（r_i,j）一般不用。虽然导频序列200代表一序列，配置为DVB-T2 系统使用，它可适用于任何OFDM系统。

载波类型下标符号（例如d_i,j）的第一元素代表载波指数（carrier  index）。载波类型下标符号（例如d_i,j）的第二元素代表时间指数（time  index）。例如，如图2所示，第一OFDM符号207发生在时间0，包括 连续导频c_0,0，数据载波d_1,0，数据载波d_2,0等等。

在OFDM符号中，数据载波具有代表性的实际传送数据。该连续 导频和分散导频能够提供进行信道估计。对于符号207，连续导频为 c_0,0和c_0,15，该符号207还包括分散导频S_12,0。熟习该项技艺的人士能 充分理解两种不同导频类型的标记使用为何，此处将不予讨论。

着眼于导频信号的其它方面，大部分的OFDM系统包括导频的概 念，不设定于任何特定系统。例如，在符号组202，所有连续导频具有 与载波导频相同的载波指数，这意味着他们位在垂直列与其它连续导 频。例如，连续导频在载波指数“0”和载波指数“15”，事实上，连续导 频都是在垂直列，意味着该导频位置保持不变，遍步于不同的符号， 也就是说，如果载波0为导频符号0（即，符号207），那么载波0也 是导频符号208，载波0也是导频符号210等等。这个过程是典型DVB-T 系统和无线局域网络（wireless local area network，简称LAN）系统。

但是，这个问题与导频配置，如图2的配置，连续导频的密度不 足以充分地进行信道估计，为了弥补这不足的连续导频密度，提供巡 回或“分散”导频，以增加连续导频的信道估计能力。如图2所示，如 上所述，在符号207中，分散导频被标记为s_12,0。该符号208包括分散 导频s_9,1等等，这些都是传统OFDM系统的典型导频类型。

根据已知信道估计技术与先前保留音调值的选择，图3为单一符 号序列的图解说明300。更具体地说，图3说明如图2所示的单一符号 207的说明，并且单一符号代表性出现于时间指数“0”。如图3所示， 为了简化的目的，从时间指数列中将“0”删除。

通过预留载波之前这样的背景下，例如，预留音调(r_i,j)被分配适当 的非零值，数据载波（d_i,j），连续导频（c_i,j）和分散导频（s_i,j）先被分 配特定值。在分配之后，该FFT302适用于分配给数据载波的值，该 连续导频和该分散导频建立时域信号304。例如，该新计算的时域信号 304可能有潜在的高PAPR。如果该时域信号304具有较高的PAPR， 并且如果没有预留音调，该连续导频（c_i,j）和该分散导频（s_i,j）可用来 执行信道估计，以译码（并记录）嵌入在数据载波（d_i,j）的数据。如 图3所示，预留音调（r₅）和（r₁₉）值被选定为零。

图4根据已知信道估计技术，在选取预留音调值之前的单一符号 序列的图解说明。如图4所示，选择预留音调（r_i,j）的任意值，通过这 样的例子与方法，熟习该项技艺的人士能很好地理解，预留音调的任 意非零复数值（r₅）和（r₁₉）可被选择。例如，J.特莉亚多（J.Tellado） 在论文（博士论文：降低多载波调制的峰均功率；斯坦福（Stanford）， 加州（CA）：斯坦福大学（Stanford University），2000）中提出预留音 调测定方法和选择，如图3所示，预留音调（r₅）和（r₁₉）值被选定为 零。

如图4所示的这些预留音调值，虽然任意个可被选定为非零值， 更具体地说，非零值的选择，使得当FFT402被应用其中，可以实现 最小的PAPR，由于该连续导频（c_i,j）、该分散导频（s_i,j）和该数据载 波（d_i,j）是固定的。

应用预留音调之前，所有载波必须具有一些值。根据规定，最大 发射功率是有限的，如果不使用载波，它的值设置为0，所以有用的载 波可能会在更高的功率来传送。但是，对于本发明的目的，这些值是 可以随机选择，该随机选择有很高的机率会造成相当的时域信号具有 高的PAPR。

在本发明实施例中，不是选择预留音调（r₅）和（r₁₉）为任意值， 它们从某些有限组被选作导频模式的一部分，其中是预留载波导频的 子组。在本发明中，预留音调值与图4的任意值是不一样的。相反的， 该预留音调（r₅）和（r₁₉）被选作尽可能接近图4所示的预留音调值。 这样该得到的信号具有较低的PAPR。因此，这种值的选择过程，该预 留音调（r₅）和（r₁₉）可以用来作为导频，以协助及改善该信道估计过 程。该过程于图5和图6中更清楚地说明。

根据已知的方法，例如在论文中所强调指出，预留音调值可被确 定。所有这些值可以提前被决定。不过，在反复式过程中，它们还是 可以动态地确定，在接收器初始化时开始。一般来说，所有这些方法 使用峰信号投影到预留音调，以产生信号减少。然后，这信号减少使 用峰取消（peak-canceling）目的，以降低该OFDM发射器的PAPR。

在第一种方法，第一k预留音调允许任何元素从一个已知的大组， 像是{a+ib，a是0.08的倍数，B也是}，通过过滤器过滤之前的音调来 产生后面的预留音调。在这种情况下，该接收器使用传统方法来估计 第一k预留音调，其余的将跟随其后。允许64个不同的过滤器（只需 要6bits信号），允许a和b介于-2和2之间，并且允许k为小数量（例 如，15），无数可能的音调模式可以大量地减少PAPR。

选择预留音调值的第二种方法，基本上与上述第一种是相同的。 但是在第二种方法，利用线性反馈移位缓存器（linear feedback shift  registers，简称LFSRs）来产生a和b。许多其它著名的技术都可运用 来选择预留音调值。

图5根据本发明的实施例，从已知模式的子集，选取预留音调值 之后的单一符号序列207之图解说500。例如，如图5所示，为了减少 PAPR，该预留音调（r₅）和（r₁₉）具有类似特性的连续导频（c₀和c₁₅） 和该分散导频（s₁₂），用来帮助提高信道估计。虽然如图5的例子，用 于专门负责预留音调，分散导频可以用来代替预留音调。

如图5所示，使用如上所述的方法可确定该预留音调（r₅）和（r₁₉） 值。更具体地说，该预留音调值(r₅)和(r₁₉)分别显示为（r'₅）和（r'₁₉）， 分别被选定为非零和非任意值。FFT502应用该值（r'₅）和（r'₁₉）来产 生低的PAPR，但并不一定是最低的PAPR504。

本发明包括传送已知的值至OFDM接收器的实施例，采用预留音 调以提供更精确的信道估计。预留音调的中间值的选择可根据图5所 示的技术，对所有的载波加入或减去。中间值是那些以不同方式受到 限定（例如，加入或减去其它值）的值，不会产生对降低PAPR的不 利影响。这些值可以在某些方面受到限定，如图5所示的限定组A5和 A19，均来自有限组，在这种方式下，OFDM接收器具有额外的信息， 可以用来提供更准确的信道估计，或更准确地译码或解映像实际传输 的值。这个过程也可以用于音调注射（tone injection）。

在如上所述的实施例中，中间值的使用允许各种不同的技术，用 于减少PAPR，同时允许预留音调载波，例如，如图5所示的r'₅和r'₁₉作为导频音调。如果任意复数值用于该预留音调载波，可以实现大幅 地降低PAPR值。但是，它可使用次优的，虽然可接受其降低PAPR值， 那可能有两个或三个可能的限定组解决方案。例如，如果使用三个导 频载波，可选择的中间值为1、-1和2。许多中间值的其它组合可供选 择。这些中间值序列不会对降低PAPR的能力产生不利影响，但适合 在限定组A5和A19中（即实际允许的值组），分别与r'5和r'19相关 联。

图6为实现本发明实施例的典型流程图600。更具体地说，该方法 600包含降低多载波调制信号的PAPR的方法，多载波调制信号包括两 个或多个组的载波。在第一时段的步骤602，非零值第一分配为两个或 多个组的载波类型。此外，在分配非零值之后，零值第二分配给两个 或多个组的载波类型。在第一时段的步骤604，任意非零值被选定为该 第二组内的该载波类型。在第三时段的步骤606，基于预定之PAPR阈 值，选择第二组的非零值载波类型。例如，于发射器培训阶段或初始 化的过程中，可以实现该方法600。

结论

并不是发明内容及摘要部分，而是实施方式部分，拟用于解释权 利要求。发明内容和摘要部分可陈述一个或以上的实施例，但不是所 有本发明典型实施例只为本发明人所考量的，因此，并不以任何方式 来限制本发明和该附加的权利要求。

上述的本发明通过功能方块图，来说明实现特定功能和其关系。 为了说明方便，这些功能方块图的边界被定义于此。只要在分配的功 能和其关系及得到妥善的执行，其它边界可被定义。

前面描述的具体实施例，以便充分揭示一般发明性质，熟习该项 技艺的人士可以运用其知识技能，很容易的做修改和/或适应各种具体 实施例，不需要做不适当的实验，但不能背离本发明的一般概念。因 此，这种自适应和修改的本意是在其意义和范围内，等同所披露实施 例的基础上，并基于此教学和指导。为了说明的目的，此中的术语或 专门用语是可以理解，并不受到限制，熟习该项技艺的人士，依照其 教学和指导，可对本发明的专门用语或术语加以解释。

本发明的广度和范围不应该受到任何上述描述的典型实施例所限 制，但应按照下列权利要求和同等资格来定义。

此立即申请的权利要求与母申请或其它相关申请不同。因此，申 请人可撤消母申请的任何声明的权利要求或任何之前有关立即申请的 申请。因此，审查委员表示任何此类之前的免责声明及引用参考文献， 这是能避免做出可能需要重新审查。此外，审查委员还提醒该立即申 请的任何声明不应被阅读或违反母申请。