利用瞬态峰值能量的猝发通信系统

摘要

利用瞬态峰值能量的猝发通信系统，发射机采用简化的扩展二元相移键控调制，接收机包括一接收天线，接收天线连接一模拟接收机，模拟接收机连接一模数转换器，模数转换器连接一EBPSK数字解调器，EBPSK数字解调器连接一帧处理器；模拟接收机包括一前置放大器，前置放大器连接一混频器，混频器连接一中频放大器；EBPSK数字解调器包括一数字冲击滤波器，数字冲击滤波器连接一预处理器，预处理器连接一归零码判决器，归零码判决器连接一时延计算模块，时延计算模块和预处理器均连接到一可变延时器，可变延时器连接一积分判决器，所述归零码判决器还连接一时钟发生器，时钟发生器连接到积分判决器，一频率合成器分别连接到混频器和时钟发生器。

说明书

技术领域

本发明属于数字通信和无线传感器网络技术领域，具体的涉及一种利用接收信号在建立过程 中的瞬态峰值能量传输短数据或小数据包的极高速猝发通信方法。

背景技术

1、传感网与猝发通信

无线传感器网络(WSN：Wireless Sensor Network)是物联网的重要支撑，通常是由大量在 空间上分布的自动装置以自组织形式构成的多跳数据通信网络，借以将监测数据传送到接收中心 进行处理。WSN的节点除配备一个或多个传感器外，还装备了无线电收发信机和微控制器，尺寸和 成本取决于WSN的规模及单个传感器节点的复杂度。通常这种WSN节点要靠微型电池来供电，其 存活时间主要受限于电池的寿命，故节能对于延长WSN节点的使用寿命至关重要，也更符合当今 追求节能减排、绿色环保的发展要求。

由于无线电发射机是WSN节点中耗能的主要模块，故千方百计地缩短发射机的工作时间，可 以有效地延长WSN节点的工作时限，并减少对于其它WSN节点和整个传感网络的干扰，从而提高 整个无线传感器网络的容量。因此，WSN希望各节点能够在尽可能短的“猝发”时段内完成数据的 传输。

另外，有专家在分析了国外高频(HF)频段的侦察、干扰技术对抗干扰通信的影响后指出： 窄带信号长度小于50ms就不易被截获，小于110ms就不易被定向/定位。而对甚高频/超高频 (VHF/UHF)频段，信号长度还应更短。因此，抗干扰、抗截获的猝发通信最好在10ms量级内完 成信息传输，这自然希望或要求在通信信号的持续瞬间有尽可能高效的调制/传输效率。

2、简化的扩展二元相移键控调制

1)频谱利用率与能量利用率

高速增长的宽带无线业务需求对无线通信提出了越来越高的要求，直接导致了空中的无线电 频率越来越拥挤，最大限度地压缩无线传输频谱具有重要的实际意义和直接的经济效益。数字通 信系统的频谱利用率，可用单位频带内能够传输的数码率(以bps/Hz表示，但严格地说，应该是 扣除信道编码后的信息速率或“净”码率)来考核，主要取决于把二进制数据码流调制成发送频 段模拟载波时所占的频带宽度。

无线通信系统的能量利用率，可直接用为达到所需技术指标或为完成给定任务功能所需的发 射功率(W)来度量。但由于天线会引入额外的增益(无论是发射天线还是接收天线)且随天线的 种类和形式而不同，故以接收信噪比(SNR)来考核更为合理与直接。

2)综合效率指标

频谱利用率和能量利用率是任何通信体制部必须面对的基本指标，但受经典的信道容量制约， 二者难以两全，因此可用bps/Hz/SNR作为综合指标来更客观、更全面地评估。条件当然应该是在 相同的信道条件、同样的误码率和相等的净码率下来比较。其内涵恰似追求“在单车道(带宽受 限)开快车(传高码率)且尽量省油(节约发射功率)”。对于由大量传感器节点自组织而成的 无线传感器网络，更是如此。因为不难想象，无论多么卓越的“交通规则”(组网协议)，也很 难把一群低速费油的“老爷车”(码速低且能耗高的)组织成高效长寿的交通运输系统(传感器 网络)。

现有WSN节点的通信物理层，采用传统的伪随机序列直接扩频(DSSS)和经典的BPSK/QPSK (二进制/四进制相移键控)调制，尽管技术上早已成熟，理论上功率效率最高，但由于频谱效率 低下，因而在同样的频谱带宽内数据速率低，用于WSN这种需要短数据较频繁突发性传输的场合， 就会导致通信“握手”慢(至少需30ms)、数据传输慢(只有250kbps)、且系统容量低(每个 接入点所能接纳的WSN节点数远低于协议标称值)，这就需要节点的发射机和接收机更长时间地 开机，由此反而导致了能耗增加，因为在WSN节点各功能模块中，发射机是耗能的“大户”。

3)扩展的二元相移键控调制

在发明专利“统一的二元正交偏移键控调制和解调方法”(专利号：ZL200710025203.6)中， 定义了一类扩展的二元相移键控(EBPSK：Extended Binary Phase Shift Keying)调制：

s₀(t)＝Asinω_ct，0≤t＜T

$s_1\left(t\right)=\left(\begin{array}{cc}B\sin ({\omega }_{c}t+\theta ),& 0\le t<\tau ,0\le \theta \le \pi \\ A\sin {\omega }_{c}t,& 0<\tau \le t<T\end{array},-,\left(1\right)\right)$

其中，s₀(t)和s₁(t)分别表示码元“0”和“1”的调制波形，ω_c为载波角频率；码元周期 T＝2πN/ω_c持续了N≥1个载波周期，“1”码元的调制时间长度τ＝2πK/ω_c持续了K＜N个 载波周期，K和N均为整数以保证整周期调制，而τ∶T＝K∶N可称为“调制占空比”。

(1)式中载波键控的相位角度θ越小，EBPSK检测性能越差。故为了保证解调性能及实现简单， 取θ＝π，由此带来的另一个好处是有利于接收机通过限幅来抗信道衰落和脉冲干扰。此时(1)式 简化为

s₀(t)＝Asinω_ct，0≤t＜T

$s_1\left(t\right)=\left(\begin{array}{cc}-B\sin {\omega }_{c}t,& 0\le t<\tau \\ A\sin {\omega }_{c}t,& \tau \le t<T\end{array},-,\left(2\right)\right)$

可见此时的EBPSK调制信号波形除在数据“1”的起始处有短时的反相及幅度A+B的跳变外， 其余部是连续的正弦波。

3、数字冲击滤波器(Digital Impacting Filters)

对于“0”、“1”波形差异很小的不对称调制，经典的用于对称调制波形的匹配滤波器和相 关检测方法已不再最佳。为了提高对于EBPSK调制信号的解调性能，一类无限冲激响应(IIR)数 字滤波器，由一对共轭零点和至少两对共轭极点构成，信号载频高于零点频率但低于所有极点频 率，而零点频率与极点频率的靠近程度，至少要达到信号载频的10^-3量级。由此，该滤波器通过其 通带中心陡峭的陷波-选频特性，可将EBPSK调制信号在码元“1”处的信息调制(相位跳变、周 期缺失或脉冲出现)转变为明显而强烈的寄生调幅冲击，输出信噪比得到显著提升，甚至可在信 号被噪声完全淹没的情形下(SNR＜0)以过冲的形式突显出信号的调制信息，故称之为数字冲击 滤波器或EBPSK信号数字增强器，但在码元“0”处则无相应的波形冲击，如图1所示(见“用于 增强不对称二元调制信号的冲击滤波方法”，发明专利公开号：CN101599754)。

采用单零点-3极点的冲击滤波器，其传递函数形为：

$\left(z\right)=\frac{b_0+b_1·z^{-1}+b_2·z^{-2}}{1-a_1·z^{-1}-a_2·z^{-2}-a_3·z^{-3}-a_4·z^{-4}-a_5·z^{-5}-a_6·z^{-6}}---\left(3\right)$

其中滤波器系数为：

b₀＝1，b₁＝-1.618092409933249，b₂＝0.99990000250000044；

a₁＝-4.5620074920961651，a₂＝9.5862839416819483，a₃＝-11.56698066110164，

a₄＝8.4523528839743243，a₅＝-3.5467147693005732，a₆＝0.6855154433139603。

4、猝发传输

根据前期研究，如果EBPSK接收机信噪比SNR＞0dB，则采用(2)式所定义的EBPSK调制传 输码率可达通信载频的1/10。因此，若取10MHz作为载频(HF频段)或中频(VHF/UHF频段)， 则在10ms突发长度内可传输10000位数据，或625个汉字(每个汉字16位)。但这只是理想情 况，因为一方面，还要扣除同步头、信道编码等所占用的数据位；另一方面，接收机对于猝发数 据串信号的捕获与同步是从无到有逐步建立的，未同步或同步未达稳态时的数据位不易正确检测， 出错多。

例如，对于如图2所示400MHz频段的锁相接收机和20MHz中频上基于数字冲击滤波的EBPSK 解调器，取EBPSK信号波形的调制占空比为K∶N＝2∶20，则在20MHz中频可得1Mbps码率。设置EBPSK 解调器模数转换器(ADC)采样频率为80MHz，即每个中频周期可采4点。由于接收机的自动增益 控制(AGC)电路、锁相环的环路滤波器(LF)、以及窄带数字冲击滤波器部可能有较大的时间常 数，使得每次猝发传输，接收信号部有一个从建立到稳定的过渡时间(图3为实测波形)，在未 达到一定的门限高度时就会判决出错，故必须舍弃过渡期的码元。经实测在上述波形参数和码率 下该过渡时间为3.4ms，故为了正确接收判决，丢弃了前4ms的数据。这种码率(或传输时间)以 及发射能量的浪费，在长度仅10ms的数据包中就占了40％，而对于更短的数据包，则这部分开销 将更为显著。特别是对于典型的无线传感器网络应用，即使取精度已足够高的16位ADC，采集一 次数据也只相当于1个汉字；一次监测5个传感量(如温度、湿度、压力、震动、位移等)，也 只有80位净数据，按照1Mbps码率，80μs即可传完。但为了保证冲击滤波器输出信号稳定，就 需等待4ms，造成资源的巨大浪费。因此，对于EBPSK调制的猝发信号的快速检测与同步，是有效 提高EBPSK猝发通信性能的关键。

5、快速位同步

为了缩减EBPSK接收机的过渡时间，我们已公开了一种“扩展的二元相移键控调制突发通信 快速同步方法”(发明专利公开号：CN101895387A)，该方法革除了接收机中的模拟锁相环和数 字锁相环，直接将冲击包络分别送入门限检测器和可变延时器后快速调整，在30个码元内即可建 立准确的位同步。基于该快速位同步方法的EBPSK接收机总体方框图如图4所示。

与图2相比，由于图4去掉了建立过程较慢的锁相环，因而图5的过渡过程缩短了很多。但 尽管如此，由于图5中在信号幅度上升到峰值(“A”点附近)后再次出现了信号幅度很低的谷点 (“B”点附近)，这里的信噪比最低，容易出现成串误码，因而为了稳妥，通常把工作点选在进 入稳态之后(“C”点以后。而从“D”点开始才真正进入稳态)，特别是需要传输连续码流或者 大数据包时。

发明内容

为实现，本发明的目的在于提供了一种完整数据包的猝发传输时间缩短到亚毫秒级的利用瞬 态峰值能量的猝发通信系统。

为解决上述技术问题，本发明通过以下技术方案实现：

利用瞬态峰值能量的猝发通信系统，包括发射机和接收机，所述发射机采用简化的扩展二元 相移键控调制，调制数据表达式为(2)式的以下3种简化形式之一：

1)反相调制(PRM：Phase Reversal Modulation)：

s₀(t)＝sinω_ct，0≤t＜T

$s_1\left(t\right)=\left(\begin{array}{cc}-\sin {\omega }_{c}t,& 0\le t<\tau \\ \sin {\omega }_{c}t,& \tau \le t<T\end{array},-,\left(4a\right)\right)$

2)缺周期调制(MCM：Missing Cycle Modulation)：

s₀(t)＝sinω_ct，0≤t＜T

$s_1\left(t\right)=\left(\begin{array}{cc}0,& 0\le t<\tau \\ \sin {\omega }_{c}t,& \tau \le t<T\end{array},-,\left(4b\right)\right)$

3)窄脉冲调制(NPM：Narrow Pulse Modulation)，类似于传统的脉冲雷达信号：

s₀(t)＝0，0≤t＜T

$s_1\left(t\right)=\left(\begin{array}{cc}-\sin {\omega }_{c}t,& 0\le t<\tau \\ 0,& \tau \le t<T\end{array},-,\left(4c\right)\right)$

所述接收机包括一用于接收调制信号的接收天线，所述接收天线连接一模拟接收机，所述模 拟接收机连接一模数转换器，所述模数转换器连接一EBPSK数字解调器，所述EBPSK数字解调器 连接一帧处理器；

所述模拟接收机包括一连接所述接收天线的前置放大器，所述前置放大器连接一混频器，所 述混频器连接一用于连接所述模数转换器的中频放大器，还包括一频率合成器，所述频率合成器 连接所述混频器；

所述EBPSK数字解调器包括一用于连接所述模数转换器的数字冲击滤波器，所述数字冲击滤 波器连接一预处理器，所述预处理器连接一归零码判决器，所述归零码判决器连接一时延计算模 块，所述时延计算模块和所述预处理器均连接到一可变延时器，所述可变延时器连接一用于连接 所述帧处理器的积分判决器，另外，所述归零码判决器还连接一时钟发生器，所述时钟发生器也 连接到所述积分判决器，同时，所述频率合成器也连接到所述时钟发生器。

进一步的，所述数字冲击滤波器为无限冲激响应结构，由一对共轭零点和至少两对共轭极点 构成，信号载频高于零点频率但低于所有极点频率，而零点频率与极点频率的靠近程度，至少要 达到信号载频的10^-3量级；

进一步的，所述预处理器是对所述数字冲击滤波器所产生的寄生调幅波形取包络绝对值；

进一步的，所述归零码判决器通过门限判决对所述预处理器输出的冲击包络进行整形，得到 归零码后，同时送入所述位时钟发生器和所述时延计算模块；

进一步的，当出现归零码“1”时，所述时延计算模块测量其高电平持续时间，根据冲击包络 最高处与归零码“1”下降沿的相对位置关系，得到冲击包络的延时量；

进一步的，所述位时钟发生器的起始时刻与归零码“1”的下降沿对齐，产生与传输码率相对 应的位同步时钟；

进一步的，所述可变延时器根据所述时延计算模块所测出的延时量动态调整冲击包络的延时， 使位同步时钟的上升沿与冲击包络的最高处对齐，从而达到位同步的目的；

进一步的，所述积分判决器以所述位时钟发生器输出的位同步脉冲作为时间基准，对码元内 的包络采样值积分后进行判决，即解调出所接收到的数据序列；

进一步的，所述帧处理器对所述积分判决器输出的已经位同步的猝发码流，利用11位巴克码 与之进行相关检测，只有检测到“11100010010”的11位巴克码帧头后才进行有效数据信息的提 取，这一帧头检测过程同时完成了无效数据的丢弃及有效数据起始的判断，实现了帧同步。

本发明具有以下有益效果：

1.猝发期短、抗截获性强。由于所用接收机无需模拟锁相环和数字锁相环，只利用EBPSK调 制信号的冲击滤波包络即可在30个码元内建立准确的位同步，因而本猝发体制工作在EBPSK信号 冲击滤波响应初始段0.2ms内的包络振荡期，因此短数据的猝发传输可在亚毫秒级(甚至更短， 如果码率更高的话)的瞬间完成，这样的微型数据包较难被截获或干扰。

2.系统能效高、更绿色环保。

1)本发明数据帧的设计保证了所述系统充分利用接收机冲击滤波器暂态响应初始段的瞬间高 幅度过冲期进行有效数据的猝发，此时接收信噪比高于稳态时的平均值，不仅有效数据的传输更 可靠(或发射功率可更低)，而且发射机的开机时间可以大为缩短，特别有利于微型数据采集终 端和无线传感器网络节点等的节能降耗；

2)EBPSK为单一正弦波形的简单二进制恒包络调制，特别是MCM和NPM更直接工作在正弦脉 冲的开关状态，对于发射机末级功放的线性度要求大为降低，峰值功率(瞬态“电磁脉冲”通信) 和工作效率更高；

3)无论无线传感器网络节点本身或者其电池是否回收，都会影响环境，而本发明有利于延长 同类电池的使用寿命，因而有助于减少电池用量，并降低碳排放量(功耗低，发热必然低，且可 适当减少电池产量)。

3.接收机更简单、通用，可全数字化集成。本发明的接收机由于省去了模拟锁相环，可利用 普通晶体产生的本地振荡器取代较复杂昂贵的射频压控振荡器，无需载波同步和采样同步，因而 不仅全数字化集成解调器实现更加简单价廉，而且可直接置于任何通信接收机的中频放大器输出 端，通用性很强。

4.系统容量大，电磁干扰低。由于单个数据包的猝发传输时间大为缩短，因而以时分多址 (TDMA)方式组织的多用户系统的容量大为增加，或反之，系统内多用户之间的电磁干扰可大幅 降低。

上述说明仅是本发明技术方案的概述，为了能够更清楚了解本发明的技术手段，并可依照说 明书的内容予以实施，以下以本发明的较佳实施例并配合附图详细说明如后。本发明的具体实施 方式由以下实施例及其附图详细给出。

附图说明

此处所说明的附图用来提供对本发明的进一步理解，构成本申请的一部分，本发明的示意性 实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。在附图中：

图1是(4)式的3种EBPSK调制信号通过(3)式冲击滤波器后输出响应的包络绝对值。

图2是400MHz频段20MHz中频实现的EBPSK接收机框图。

图3是采用图2的EBPSK接收机用于10ms猝发传输实测的信号数据帧冲击滤波器输出包络的 起始起伏(上)及检测结果(下)。

图4是本发明的接收机的总体方框图。

图5是图4所示接收机冲击滤波器输出波形的包络绝对值，图中横坐标为时间，纵坐标为幅 度。

图6是EBPSK调制器的实现框图：图9(a)为反相调制器，图9(b)为缺周期调制器，图9(c) 为窄脉冲调制器。

图7是K∶N＝2∶20时3种简化EBPSK调制的时域波形。

图8是K∶N＝2∶20时3种简化EBPSK调制的功率谱仿真。

图9是3种简化EBPSK调制在加性高斯白噪声信道的解调性能比较：图9(a)是K＝2时的误码 率曲线；图9(b)是K＝3和K＝4时的误码率曲线。

图10是猝发传输帧结构，共240位。

图11是作为帧头的11位巴克码组的自相关函数。

图12是图7所示的接收机实施效果图，其中，图12(a)是对冲击滤波输出波形取绝对值的输 出；图12(b)是对图12(a)信号波形低通滤波后得到的冲击包络波形；图12(c)是对图12(b)整形 后得到的归零码；图12(d)是时延计算器所测得的延时量；图12(e)为位同步时钟波形；图12(f) 是冲击包络经可变延时器动态调整后的波形。

图13是瞬态猝发时EBPSK接收机冲击滤波器输出波形的包络绝对值。

图14是瞬态猝发时冲击包络与解调出的有效信息对比图，其中图14(a)是图13的局部放大， 图14(b)是经过解调判决、帧头检测后输出的码元。

图15是帧头检测前后的有效码元对比，其中图15(a)是去掉大部分丢弃位(仅保留了最后的 “101010”)后的有效输出码元，图15(b)则是检测到并去除了11位巴克码帧头“11100010010” 后的实际有效数据输出。

图16是本发明的抗频偏性能实验结果。

具体实施方式

参见图5所示，由于“A”点附近是整个信号过渡过程中冲击包络幅度的峰值，故在此附近传 输有效数据，不仅最为可靠，而且可不必等待接收机冲击滤波过渡过程结束，因而也更加快速。 例如，在图5中，虽然过了“D”点之后信号的包络幅值稳定在14左右，但在“E”点和“F”点 之间，信号的包络幅值却均不低于20，两处的信号功率之比为(20/14)²≈2，相当于把信号发射 功率至少提高了一倍(或者说信号的发射功率至少可以节省一半)，功率效率大为提高，节能效 果显著。而且比在“C”点才启动有效数据也至少可以节省一半的发射机工作与信道占用的时间。

利用图4的接收机，并与EBPSK传输码率相配合，设计高效的数据帧(或独立数据包)结构， 使得有效数据出现在接收信号冲击滤波响应的最高瞬态峰值附近，由此即实现了短数据包利用信 号的瞬态峰值能量进行猝发通信。因而，满足所述技术要求的信号传输帧在结构上至少要包括以 下3部分基本内容：

1)丢弃位。参见图5所示，由于数据帧起始段(“G”点以前)的信号样本幅度尚未达到稳 态时(“D”点以后)的幅度平均值，因而信噪比较低，数据传输不够可靠，弃之不用。

2)帧头。用于帧同步，并标志有效数据的起始。

3)有效数据。实际传输的数据信息。

根据上述涉及思路，下面将参考附图并结合实施例，来详细说明本发明。

1.EBPSK调制器

所述PRM、MCM和NPM的调制方式表达式分别如(4a)、(4b)和(4c)式所示，其调制器的实现框 图分别如图6(a)～(c)所示。

1)EBPSK的PRM调制器

如图6(a)，包括正弦波振荡器、反相器和电子开关S。其中正弦波振荡器输出频率为f_c的正 弦波，分为上、下两路，上面支路直接输出，下面支路经反相器反相输出；两支路连接电子开关S 的两输入端，电子开关S选择两支路中任一信号作为输出的PRM信号；原始的发送信息序列转换 为相应的脉冲串，用于所述控制电子开关S的选择。对于所述脉冲串，仅在数据“1”的起始时刻 为高电平，且持续时间为τ；在其它时刻，脉冲串部保持低电平。而脉冲串在低电平时，上支路 信号为输出信号，反之，下支路信号为输出信号。

2)EBPSK的MCM调制器

如图6(b)，除了将反相器和电子开关简化为一个阻塞门以外，其余与PRM调制器相同。而阻 塞门除了在数据脉冲串的高电平时阻断外，其余时间均为直通。

3)EBPSK的NPM调制器

如图6(c)，除了将信息序列取反外，NPM调制器与MCM调制器完全相同。阻塞门除了在数据 脉冲串的高电平时阻断外，其余时间均为直通。

由图7可见，由(4)式所表示的这3种EBPSK调制的简单特例码元“1”和“0”的时域波形部 非常简单；由图8可见，当码元周期T(或N)和调制区间τ(或K)给定后，这3种EBPSK特 例具有完全相同的功率谱结构与形状，只是载波幅度与边带电平的比例不同，而且理论分析和计 算机仿真部表明：对于相同的码元周期，调制区间越大，功率谱主瓣和旁瓣部越窄，但相应的幅 度也更高，同时在一定条件下解调性能也更好(参见图9)。由此也显示了EBPSK调制在调节或兼 顾频谱利用率与能量利用率方面的灵活性。

选择400MHz工作频段，120μs猝发时长。针对(4a)式所定义的反相EBPSK调制方式，取 τ∶T＝3∶15，中频频率f_c＝30MHz，则对应的码率为2Mbps。

2.猝发传输帧结构

以2Mbps码率猝发120μs，能传输120μs×2Mbps＝240bit，设计传输帧结构如图10所示， 其中前101位只是用于接收信号冲击滤波输出包络和位同步的建立，不含有效数据，解调后即舍 弃；中间采用11位巴克码“11100010010”作为帧头，其自相关函数具有如图11所示的尖锐单峰 特性，很容易与信息码区别；最后128位用于猝发传输的数据信息。可见该系统能在120μs猝发 时间内传输16字节或8个汉字(2字节/每汉字)的有效信息(8个16位传感量的一次非压缩采 样值)，其一整帧数据的猝发传输冲击滤波响应见图12最左端的波形，安排其中的128位有效数 据信息位于其包络峰值附近，以有效利用信号的瞬态峰值能量。而图13(a)则是图12中对应于猝 发帧信号的局部放大。

3.接收机结构

参见图4所示，无论采用哪一种EBPSK调制，可利用瞬态峰值能量的接收机由模拟接收机10、 模数转换器11、EBPSK数字解调器12和帧处理器8构成。其中模拟接收机由前置放大器1001、混 频器1002、中频放大器1003与频率合成器1004构成，将来自接收天线9的400MHz频段EBPSK调 制的高频信号变为30MHz的中频信号，经14位精度的模数转换器11按照90MHz采样频率转换为 数字中频信号后送给EBPSK数字解调器。

4.EBPSK数字解调器

参见图4所示，所述EBPSK数字解调器12包括一数字冲击滤波器1，所述数字冲击滤波器1 连接一预处理器2，所述预处理器2连接一归零码判决器3，所述归零码判决器3连接一时延计算 模块4，所述时延计算模块4和所述预处理器2均连接到一可变延时器5，所述可变延时器5连接 一积分判决器6。另外，所述归零码判决器3还连接一时钟发生器7，所述时钟发生器7也连接到 所述积分判决器6。同时，所述模拟接收机中的频率合成器也连接到所述时钟发生器7。其实现原 理和模块功能如下：

1)所述数字冲击滤波器1采用(4)式所给出的单零点-3极点IIR滤波器实现，将EBPSK调制 信号码元“1”处的调制信息突出为寄生调幅冲击。

2)所述预处理器2是对所述数字冲击滤波器1所产生的寄生调幅冲击先取绝对值(如图14(a) 所示波形)再进行低通滤波，以提取出如图14(b)所示的EBPSK信号冲击滤波响应的包络。在本实 施例中，所述低通滤波采用有限冲激响应(FIR)数字滤波器，4MHz以下为通带，10MHz以上为阻 带。

3)所述归零码判决器3利用门限判决对所述预处理器2输出的冲击包络进行整形，得到如图 14(c)所示的归零码后，同时送入所述位时钟发生器7和所述时延计算模块4。检测门限通常可取 如图14(b)所示冲击包络峰值与其基准电平值(即图中的水平线)的算术平均值。当出现归零码“1” 时：

①所述时延计算模块4测量其高电平持续时间(本实施例即直接对其高电平持续期内的采样 点数进行计数)，根据冲击包络最高处与归零码“1”下降沿的相对位置关系，得到冲击包络的延 时量，如图14(d)所示；

②在归零码“1”的下降沿重置所述位时钟发生器7，使其起始时刻与归零码“1”的下降沿对 齐，产生与2Mbps码率相对应的位同步时钟，如图14(e)所示。

4)所述可变延时器5根据所述时延计算模块4测出的延时量动态调整冲击包络的延时，使位 同步时钟上升沿与冲击包络最高处对齐，如图14(f)所示，从而达到位同步的目的。本例利用可寻 址移位寄存器来实现可变延时器，移位寄存器的地址就是冲击包络的延时量，移位寄存器的输出 则是该地址所指向的寄存器中的内容。

5)所述积分判决器6以所述位时钟发生器7输出的位同步脉冲作为时间基准，对码元内的包 络采样值积分后进行判决，即解调出所接收到的数据序列。由于位同步建立后，冲击包络的峰值 对应于位同步脉冲上升沿，而较低的幅度值则对应于位同步脉冲下降沿，为此所述积分判决器6 分别在位同步时钟的上升沿和下降沿取多个采样点分别累加，若2个累加值较接近，即可判断该 码元为“0”，反之为“1”，这样可充分利用冲击滤波器能使EBPSK调制的相位跳变转变成高幅度脉 冲的特点，使判决结果更优。

5.帧处理器

参见图13(a)所示，所述EBPSK数字解调器的输出码流中包含了丢弃位、帧头和数据信息，为 此还需要进行帧处理。因而如图4所示，所述积分判决器6连接一帧处理器8，所述帧处理器8对 所述积分判决器6输出的已经位同步的猝发码流，利用11位巴克码“11100010010”与之进行相 关检测，只有检测到这11位巴克码帧头后才进行有效数据信息的提取，图13(b)所示即为最终提 取的有效数据输出。这一帧头检测过程同时完成了图10数据帧中无效数据的丢弃及有效数据起始 的判断，实现了帧同步。帧头检测前后的有效码元对比见图15，其中图15(a)是去掉大部分丢弃 位(仅保留了最后的“101010”)后的有效输出码元，而图15(b)则是检测到并去除了11位巴克 码帧头“11100010010”后的实际有效数据输出。由图12和图13可见，本发明所构造数据猝发帧 中丢弃位的作用，就是避免EBPSK冲击滤波响应起始段低信噪比过渡区解调数据的不可靠，而将 有效数据尽量安排在其后的信号瞬态峰值附近，即信噪比最高的区域。

6.抗频偏性能

前面已提及，我们要求所述冲击滤波器1由一对共轭零点和至少两对共轭极点构成，且信号 载频高于零点频率但低于所有极点频率，而零点频率与极点频率的靠近程度，至少要达到信号载 频的10^-3量级。因此，该滤波器通带中心陡峭的陷波-选频特性，不仅可用于EBPSK调制信号的解 调，而且有一定的锁频能力：只要收发频率偏移不超出该陷波-选频范围，本系统即可在没有锁相 环的情况下正常工作。为此，我们分别在EBPSK信号载波频率f_c分别为1MHz、10MHz和50MHz时 进行了不同的相对频偏Δf/f_c的测试，结果示于图16。由图16可知，对于不同的载频，当相对频 偏Δf/f_c在10^-3量级时，本系统至少可保证连续传输1万个码元(本实施例只需传输240个码元) 才出现一次因收发频差而引起的误码。由于普通晶体振荡器精度至少在10^-5以上，故在本猝发通信 中即使存在一定的收发频差，至少仍能可靠进行静止通信，完全可省去锁相环。

以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说， 本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改 进等，均应包含在本发明的保护范围之内。