低压降（LDO）电压调节器电路

摘要

一种低压降(LDO)电压调节器电路，包括功率晶体管，该功率晶体管具有被配置为接收控制信号的控制端子和耦合至输出节点的输出端子。电流调节回路感测流过功率晶体管的电流并调制控制信号，以使功率晶体管向输出节点输出恒定电流。电压调节回路感测输出节点处的电压并调制控制信号，以使功率晶体管将电流输送到输出节点，从而调节输出节点处的输出电压。电流调节回路包括连接到功率晶体管的控制端子的双极晶体管，其中双极晶体管的基极端子由取决于流经功率晶体管的感测电流与基准之间的差的信号驱动。

说明书

技术领域

实施方式总体上涉及低压降(LDO)电压调节器电路，并且特别涉及适用于广泛的充电应用的LDO电压调节器电路。

背景技术

参考图1，常规的多模式低压降(LDO)电压调节器电路10被配置为支持一种模式下的操作以使电压调节回路14能够调节负载16上的电压的输送，并且支持另一模式下的操作以使电流调节回路18能够调节至负载16的电流的输送。使用由电阻器R1和电阻器R2的串联连接形成的电阻分压器来感测负载16处的来自电路10的输出电压Vout。电阻分压器的抽头节点生成反馈电压Vfb。电压比较器电路20将反馈电压Vfb与输出基准电压Vref_out进行比较以生成使能信号En_V，以控制电压调节回路14的操作的使能。如果反馈电压Vfb小于输出基准电压Vref_out，则使能信号En_V被电压比较器电路20去断言(例如，逻辑低)，并且电压调节回路14被禁用。相反，如果反馈电压Vfb大于输出基准电压Vref_out，则使能信号En_V被电压比较器电路20断言(例如，逻辑高)，并且电压调节回路14被使能。逻辑反相器电路22将使能信号En_V的逻辑状态反相以生成使能信号En_C，以用于控制电流调节回路18的操作的使能。如果反馈电压Vfb小于输出基准电压Vref_out，则使能信号En_C由逻辑反相器电路22断言(例如，逻辑高)，并且电流调节回路18被使能。相反，如果反馈电压Vfb大于输出基准电压Vref_out，则使能信号En_C被逻辑反相器电路22去断言(例如，逻辑低)，并且电流调节回路14被禁用。

功率MOSFET器件24具有耦合在输入电压(Vin)节点和输出电压(Vout)节点之间并且被控制以向输出节点提供电流的源极-漏极电流路径。更具体地，晶体管24的漏极端子耦合至输入电压(Vin)节点，并且晶体管24的源极端子耦合至输出电压(Vout)节点。晶体管24的栅极端子被配置为接收栅极电压Vgate。

当被使能信号En_V使能时，电压调节回路14控制晶体管24以将电流输送到负载16，以便将输出电压Vout调节到使反馈电压Vfb基本上等于电压调节基准电压Vref_vol(其中Vref_out

当被使能信号En_C使能时，电流调节回路18控制晶体管24向负载16输送已调节的恒定电流。电流感测电路32感测在晶体管24的源极-漏极路径中流动的电流的幅度并且生成指示该感测到的电流的幅度的反馈电压Cfb。驱动晶体管24的栅极端子的栅极电压Vgate由差分电压放大器34生成，该差分电压放大器34具有被配置为接收反馈电压Cfb的第一输入端和被配置为接收电流调节基准电压Vref_cur的第二输入端。差分电压放大器34驱动晶体管24，使得反馈电压Cfb基本上等于电流调节基准电压Vref_cur。

电压比较器电路20和逻辑反相器电路22在恒定电压模式(即，当电压调节回路14被使能时)和恒定电流模式(即，当电流调节回路18被使能时)之间进行数字控制转变。注意，当从恒定电流模式切换到恒定电压模式时，可能出现不希望的电流和电压毛刺。这些毛刺作为数字控制模式切换操作的结果而产生。在LDO电路10的一些应用中，这些毛刺引起了严重的关注。例如，如果负载16是高电容性的(例如在1-10mF或甚至高达1F的范围内，则在本领域中有时称为“超级电容”负载，因为可能与作为由LDO电路充电的可再充电电池的负载16相关联)，在瞬变保护电路有时间做出反应之前，电流毛刺的幅度可以迅速达到数十安培的水平。如此幅度的毛刺会对负载电路产生不利影响(例如，损坏电池)。

通过引用结合于此的Chia-Hsiang Lin等的参考文献“A Li-Ion BatteryCharger With Smooth Control Circuit and Built-In Resistance Compensator forAchieving Stable and Fast Charging”,IEEE Trans.on Circuits and Systems 57-I(2):506-517(2010)教导了一种用于在恒定电压模式和恒定充电模式之间改变的模拟开关技术。然而，应注意，在输出电压接近目标值的模式转变期间，电压调节回路趋于想要增加栅极电压，而电流调节回路趋于想要降低栅极电压。由于电流调节回路中的差分放大器的输出阻抗低，因此电流调节回路无法立即断开。两个调节回路之间的推挽在电压调节回路完全接管控制之前的一段时间内引起振铃/振荡。值得注意的是，在负载是高电容性的情况下(诸如，如上所述的“超级电容”实现方式)，所引起的振铃/振荡将加剧。这样的原因是电容性负载将延长两个调节回路之间发生推挽的持续时间。

因此，在本领域中需要一种LDO电压调节器电路，该电路能够支持具有较小的电容性负载和高的电容性负载的调节。

发明内容

在一实施方式中，低压降(LDO)电压调节器电路包括：功率晶体管，具有被配置为接收控制信号的控制端子和耦合至输出节点的输出端子；电流调节回路，被配置为感测流过功率晶体管的电流并调制控制信号以使功率晶体管向输出节点输出恒定电流；以及电压调节回路，被配置为感测输出节点处的电压并调制控制信号以使功率晶体管将电流输送至输出节点，从而调节输出节点处的输出电压。电流调节回路包括双极晶体管，该双极晶体管具有连接至功率晶体管的控制端子的第一导电端子，并且具有由信号驱动的基极端子，该信号取决于流经功率晶体管的感测电流与基准之间的差。

在一实施方式中，低压降(LDO)电压调节器电路包括：功率晶体管，具有控制端子和耦合至输出节点的输出端子；电流感测电路，被配置为感测流过功率晶体管的电流并生成第一感测信号；电压感测电路，被配置为感测输出节点处的电压并生成第二感测信号；第一差分放大器，具有被配置为接收第一感测信号的第一输入端和被配置为接收第一基准的第二输入端；第二差分放大器，具有被配置为接收第二感测信号的第一输入端和被配置为接收第二基准的第二输入端；以及双极晶体管，具有被配置为接收从第一差分放大器输出的信号的控制端子，并且具有被配置为将信号施加至功率晶体管的控制端子的导电端子；其中，从第二差分放大器输出的信号被施加到功率晶体管的控制端子。

附图说明

为了更好地理解实施方式，现在仅以示例方式参考附图，其中：

图1是常规的多模式低压降(LDO)电压调节器电路的框图；

图2是多模式LDO电压调节器电路的框图；

图3A-3B示出了图2的LDO电压调节器电路的差分电压放大器的电路实现方式；

图4A-4B分别示出了当使用图3A-3B的差分电压放大器时LDO电压调节器的极零点图；

图5示出了用于图2的LDO电压调节器电路的差分电压放大器的电路实现方式；

图6示出了LDO电路的示例应用。

具体实施方式

现在参考图2，图2示出了多模式低压降(LDO)电压调节器电路100的框图，该电压调节器电路100被配置为支持一种模式下的操作以使电压调节回路114能够调节负载116处的电压的输送，并且支持另一种模式下的操作以使电流调节回路118能够调节至负载116的电流的输送。功率MOSFET器件124具有耦合在输入电压(Vin)节点与输出电压(Vout)节点之间、并且被配置为向输出节点提供电流的源极-漏极电流路径。更具体地，晶体管124的漏极端子耦合至输入电压(Vin)节点，并且晶体管124的源极端子耦合至输出电压(Vout)节点。晶体管124的栅极端子被配置为接收栅极电压Vgate。使用由电阻器R1和电阻器R2的串联连接形成的电阻分压器来感测负载116处的输出电压Vout。电阻分压器的抽头节点生成反馈电压Vfb。电流感测电路132感测在晶体管124的源极-漏极路径中流动的电流的幅度，并且生成指示该感测到的电流幅度的反馈电压Cfb。

电压调节回路114控制晶体管124以将电流输送到负载116，以便将输出电压Vout调节到使反馈电压Vfb基本上等于电压调节基准电压Vref_vol的水平。驱动晶体管124的栅极端子的栅极电压Vgate由差分电压放大器130生成，该差分电压放大器130具有被配置为接收反馈电压Vfb的第一输入端和被配置为接收电压调节基准电压Vref_vol的第二输入端。电压调节回路114因此调制驱动晶体管124的栅极端子的栅极电压Vgate，使得由晶体管124输送的电流将调节负载116处的输出电压Vout。

电流调节回路118控制晶体管124以将调节后的恒定电流输送到负载116。驱动晶体管124的栅极端子的栅极电压Vgate由PNP双极晶体管120控制，该PNP双极晶体管120具有连接到晶体管124的栅极端子的发射极端子和连接到电源基准(诸如地)的集电极端子。双极晶体管120的基极端子接收由差分电压放大器134生成的控制信号122，该差分电压放大器134具有被配置为接收反馈电压Cfb的第一输入端和被配置为接收电流调节基准电压Vref_cur的第二输入端。差分电压放大器134和双极晶体管120控制晶体管124的导电性，使得反馈电压Cfb基本上等于电流调节基准电压Vref_cur。电流调节回路118因此调制驱动晶体管124的栅极端子的栅极电压Vgate，使得期望幅度的恒定电流由晶体管124输送至负载116。

双极型晶体管120用作模拟开关以断开电流调节回路118。有利地，双极型晶体管120具有高基极阻抗，这不会降低电流调节回路118的增益。这有助于确保模式之间的平滑转变。此外，双极晶体管120具有高电流增益和低发射极阻抗的特征。这有助于电流调节回路118的操作，以在随后实现向负载输送恒定电流的情况下钳位栅极电压Vgate。

恒定电流模式：假定LDO电压调节器电路100的操作，其中输出电压Vout处于使得反馈电压Vfb远小于电压调节基准电压Vref_vol的水平。电压调节回路114将通过栅极电压Vgate来控制晶体管124，以增加输送到负载116的电流的幅度。该电流由电流感测电路132感测。当反馈电压Cfb由于增大的电流而上升以基本上等于电流调节基准电压Vref_cur时，电流调节回路118的差分电压放大器134触发双极晶体管120的导通，该双极晶体管120将栅极电压Vgate钳位在一电压电平，以用于晶体管124将具有期望幅度的恒定电流输送到负载116。具有低发射极阻抗的有源双极晶体管120(通过减小差分电压放大器130的输出阻抗)减小电压回路增益，以确保由电流调节回路118进行调节。应当注意，差分电压放大器130可以用限流器或限流源(如将在本文中其他地方说明的)来实现，以便帮助双极晶体管120钳位栅极电压Vgate。

从恒定电流模式到恒定电压模式的转变：现在假定作为恒定充电操作的结果，输出电压Vout已经上升到使得反馈电压Vfb接近于电压调节基准电压Vref_vol的水平。差分电压放大器130通过减小栅极电压Vgate(即，将电压减小到低于由电流调节回路118的双极晶体管120施加的钳位电压的电平)进行响应。结果，由晶体管124输送到负载116的电流将相应地减小。该电流的减小由电流感测电路132感测。由于电流调节回路118的高增益，所以感测到的电流的减小足以使电流调节回路118的差分电压放大器134断开双极晶体管120并将控制移交给电压调节回路114。将注意，差分电压放大器134可以被配置为使用大的米勒电容器，以确保回路稳定性并减小回路带宽。为电流调节回路118提供较低的带宽将确保LDO电路100在转移到电压调节的模式转变期间不会无意地切换回恒定电流模式。

差分电压放大器130的电路配置可以针对负载116的类型而专门设计。对于标准电容性负载(例如，250nF至10μF)，差分电压放大器130可以具有如图3A所示的电路配置。对于超级电容负载(例如，1mF至1F)，差分电压放大器130可以具有如图3B所示的电路配置。

现在参考图3A，其示出了差分电压放大器130的电路实现方式。差分输入级132具有被配置为接收反馈电压Vfb的第一输入端和被配置为接收输出基准电压Vref_out的第二输入端。差分输入级132的输出被施加到第一增益级134的输入。第一增益级134的输出被施加到第二增益级136的输入。第二增益级136的输出通过由可变电容器C1和可变电阻器R4的串联连接形成的反馈电路138而馈送回第二增益级136的输入。第二增益级136的输出提供栅极电压Vgate。第二增益级136的输出驱动器电路140被限流电阻器R3(或者可替代地，由偏置电压限流源电路)产生的有限电流源偏置。

图4A是使用图3A所示的差分电压放大器130的LDO电路100的极点和零点的图，其中：

UGB是单位增益带宽；

基准144处于

jω是虚轴；并且

通过使用米勒电容器来分离极点p1和p2，而确保了回路稳定性。自适应零点用于抵消输出处的运动极点p3，特别是在极点p3移动到UGB中的情况下。由于小的负载电容Cload值，Zout处于高频。必须确保UGB内实际上只有一个极点，以实现回路稳定性；UGB内的一对极点和零点互相抵消。

现在参考图3B，其示出了差分电压放大器130的电路实现方式。差分输入级132具有被配置为接收反馈电压Vfb的第一输入端和被配置为接收输出基准电压Vref_out的第二输入端。差分输入级132的输出被施加到第一增益级154的输入。第一增益级154的输出端连接到电容器C2，电容器C2被设置用于限制UGB并由此确保回路稳定性。第一增益级154的输出被进一步施加到第二增益级156的输入。第二增益级156的输出提供栅极电压Vgate。第二增益级156由被配置为源极跟随器晶体管的第一p型MOSFET器件158形成，第一p型MOSFET器件158的栅极端子被配置为接收第一增益级154的输出、漏极端子连接至电源基准电压(例如，地)、并且源极端子被连接以生成栅极电压Vgate。源极跟随器晶体管158被第二p型MOSFET器件160生成的偏置电流偏置，该第二p型MOSFET器件160作为电流源工作，其源极端子连接至电源基准电压(例如，Vdd)、其漏极端子连接至晶体管158的源极端子并且其栅极端子接收偏置电压Vb。

图4B是使用图3B所示的差分电压放大器130的LDO电路100的极点和零点的图，其中：

UGB是单位增益带宽；并且

jω是虚轴。

在这种情况下，由于负载116的大电容(Cload)，因此输出处的极点p3和零点(zout)都位于单位增益带宽内的低频。零点(zout)处于由Rload和Cload确定的固定频率。极点p3位于根据gmp的变化而随输出电流变化的位置，如上面p3的表达式所示。然而，尽管有输出电流，但是极点p3始终处于低于zout的频率。

为了稳定回路，电路在接近但不超过zout的频率的位置引入极点p1'。这使回路增益能够在进入不期望的高频区域(与极点p2'和寄生极点相关)之前降至0dB以下。可以通过适当地选择在第一增益级放大器154的输出处的电容器C2的电容来调节极点p1'的位置。因此，在单位增益带宽内有两个极点和一个零点，并且从低频到单位增益带宽的相对位置是p3、零点和p1'。

现在参考图5，其示出了差分电压放大器130的电路实现方式。图5的电路130是图3A和图3B的电路的组合。总体以参考标号170示出的图3A的电路响应于反馈电压Vfb和输出基准电压Vref_out而操作以生成第一电压VlowC，以由电压调节回路114作为栅极电压Vgate施加至功率晶体管124。总体以参考标号172示出的图3B的电路响应于反馈电压Vfb和输出基准电压Vref_out而操作以生成第二电压VhighC，以由电压调节回路114作为栅极电压Vgate施加至功率晶体管124。应当注意，电路170和172共享公共的差分输入级132，差分输入级132分别向第一增益级134和154提供输出。模拟多路复用器电路172具有接收第一电压VlowC和第二电压VhighC的输入端，并且操作以响应于作为例如外部生成的配置信号的选择信号(Select)，选择输入电压中的一个以作为栅极电压Vgate输出。

图5的差分电压放大器130的优点在于LDO电路100可以根据负载116的电容进行调谐操作。在负载电容相对低的情况下(例如，250nF至10μF)，选择信号(Select)可以控制多路复用器174使电路170生成的第一电压VlowC作为栅极电压Vgate通过。在相对高的负载电容(例如，1mF至1F)的情况下，该选择信号(Select)可以控制多路复用器174使电路172生成的第二电压VhighC作为栅极电压Vgate通过。

现在参考图6，其示出了LDO电路100的示例应用。诸如蜂窝电话的移动设备通常由需要被再充电的电池供电。期望这种移动设备支持无线充电功能。为了实现此功能，移动设备包括与整流器电路耦合的天线，该整流器电路将接收到的AC信号转换为DC电压Vin。LDO电路接收电压Vin并生成用于将电池充电至电压电平Vout的电流。

尽管已经在附图和前面的描述中详细地图示和描述了本发明，但是这样的图示和描述被认为是说明性或示例性的而非限制性的；本发明不限于所公开的实施方式。通过研究附图、公开内容和所附权利要求，本领域技术人员在实践所要求保护的本发明时可以理解和实现所公开的实施方式的其他变型。