同步直流开关电源和用于同步直流开关电源的控制器芯片

摘要

提供一种同步直流开关电源和用于同步直流开关电源的控制器芯片。所述控制器芯片包括：数据接口，接收用于设置和更改同步开关的死区时间、工作频率和驱动电压的数据；可读写存储器单元，存储通过数据接口接收的数据；死区时间控制器电路，调节同步开关工作时的死区时间；频率合成器电路，调节同步开关的工作频率；线性电压调节器电路，调节同步开关的驱动电压；控制器，根据同步直流开关电源的应用要求以及调节的死区时间、工作频率和驱动电压，来输出用于控制同步开关的控制信号，以使得同步直流开关电源的总功耗最低，从而实现同步直流开关电源转换效率的最佳化。

说明书

技术领域

以下描述涉及同步直流开关电源控制器，更详细地说，涉及一种同步直流开关电源控制器芯片结构设计及其应用。

背景技术

近来，由于大量电池供电设备的出现和对能量的节省的要求，在开关电源直流电压转换系统中，广泛使用同步开关技术以便最大限度地提高转换效率、减小系统体积和重量。特别地，随着高速虚拟数字货币的计算机、人工智能的计算机的出现，需要大功率开关电源为其供电，对其供电系统的转换效率要求极高。

同步直流开关电源一般主要由上下两个开关(通常称为高侧开关和低侧开关)、一个电感、一个电容、控制器芯片构成。控制器芯片通过与外部负载连接的负载端反馈电压，来调节两个开关的导通和断开时间，达到精确地输出电压的要求。

在同步开关直流电压转换电源系统中，其转换效率与很多因素(例如，控制器芯片和其外围的应用设计、器件选用等因素)有关。就转换效率而言，相关的因素包括：同步开关的导通电阻、电感的寄生电阻、同步开关在导通和断开时的开关损耗、控制芯片本身的功耗、同步开关的频率、控制器芯片输出的上下驱动信号的死区间隔等。

然而，传统的同步直流开关电源，一般利用现成的控制器电路芯片选用其外部开关以及电感和电容进行设计，无法进行同步开关直流电压转换电源系统的优化设计，也没有一种有效的方法可以实现转换效率的最大化。

发明内容

为解决上述问题，本发明提供一种效率优化的同步直流开关电源控制器芯片结构设计及其应用。

根据本发明的一方面，提供一种用于同步直流开关电源的控制器芯片。所述控制器芯片包括：数据接口，接收用于设置和更改同步开关的死区时间、工作频率和驱动电压的数据；可读写存储器单元，存储通过数据接口接收的数据；死区时间控制器电路，根据数据接口接收的数据来调节同步开关工作时的死区时间；频率合成器电路，根据数据接口接收的数据来调节同步开关的工作频率；可变线性电压调节器电路，根据数据接口接收的数据来调节同步开关的驱动电压；控制器，被构造为：根据所述同步直流开关电源的应用要求以及调节的死区时间、工作频率和驱动电压，来输出用于控制同步开关的驱动信号。

可选地，死区时间控制器电路还被构造为：当驱动信号中的同步开关的切换时间之间的差异较大时，将死区时间实时调节为接近0。

可选地，频率合成器电路和可变线性电压调节器电路根据实际应用的同步开关性能参数，分别将同步开关的工作频率和驱动电压调节为最佳值，以使得同步开关的总损耗最小。

根据本发明的另一方面，提供一种同步直流开关电源。所述同步直流开关电源包括：包括高侧开关和低侧开关的开关电路，被构造为：根据驱动信号来导通和断开，以输出外部负载所需的电压；以及控制器芯片。控制器芯片包括数据接口、可读写存储器单元、死区时间控制器电路、频率合成器电路、可变线性电压调节器电路以及控制器；其中，数据接口接收用于设置和更改同步开关的死区时间、工作频率和驱动电压的数据，其中，可读写存储器单元存储通过数据接口接收的数据，其中，死区时间控制器电路被构造为：根据数据接口接收的数据来调节高侧开关和低侧开关的死区时间，其中，频率合成器电路被构造为：根据数据接口接收的数据来调节高侧开关和低侧开关的工作频率，其中，可变线性电压调节器电路被构造为：根据数据接口接收的数据来调节高侧开关和低侧开关的驱动电压，其中，控制器，被构造为：根据所述同步直流开关电源的应用要求以及调节的死区时间、工作频率和驱动电压，来输出所述驱动信号。

可选地，死区时间控制器电路还被构造为：当所述驱动信号中的高侧开关和低侧开关的切换时间之间的差异较大时，将死区时间实时调节为接近0。

可选地，频率合成器电路和可变线性电压调节器电路根据实际应用的同步开关性能参数，分别将高侧开关和低侧开关的工作频率和驱动电压调节为最佳值，以使得高侧开关和低侧开关的总损耗最小。

可选地，所述同步直流开关电源为同步直流降压开关电源。

可选地，所述同步直流开关电源为同步直流升压开关电源。

根据本发明构思的示例实施例的同步直流开关电源能够通过可编程的控制器芯片来进行应用优化设计，在同步直流开关电源的实际工作过程中实时调节死区时间最小，并且调节同步开关的驱动电压和工作频率，使得同步直流开关电源的功耗最小，从而实现转换效率的最大化。

附图说明

图1是示出根据示例实施例的同步直流降压开关电源的示图。

图2是示出同步开关的驱动信号的示例的示图。

图3是示出根据示例实施例的控制器芯片的示例的示图。

图4是示出根据另一示例实施例的同步直流降压开关电源的示图。

图5是示出根据另一示例实施例的同步开关的驱动信号的示例的示图。

图6是示出根据另一示例实施例的控制器芯片的示例的示图。

贯穿说明书附图，相同的参考标号将表示相同的元件。

具体实施方式

本发明可具有各种变形和各种实施例，应理解，本发明不限于这些实施例，而是包括本发明的精神和范围内的所有变形、等同物和替换。此外，为了提高清楚性和简洁性，可省略本领域中已知的特征的描述。

在本发明的示例实施例中使用的术语仅用于描述特定实施例，而不是为了限制示例实施例。除非上下文另有清楚的指示，否则在此使用的单数形式也意图包括复数形式。还将理解，当元件被称为被“连接”到另一元件时，该元件可被直接地连接到该另一元件或者可存在中间元件。相反，当元件被称为被“直接地连接”到另一元件时，不存在中间元件。用于描述元件之间的关系的其他词语应以类似方式被解释(例如，“在…之间”与“直接在…之间”、“相邻”与“直接相邻”等)。

本发明旨在提供一种用于同步直流开关的控制器芯片，换言之，根据本发明构思的控制器芯片不但能够应用于同步直流降压开关电源，而且能够应用于同步直流升压开关电源。在下面图1至图6的示例实施例中，以同步直流降压开关电源为例来详细描述本发明构思。

图1是示出根据示例实施例的同步直流降压开关电源的示图。

参照图1，同步直流降压开关电源可包括：包括高侧开关SH、低侧开关SL的开关电路以及控制器芯片100。

在该示例中，开关电路中的高侧开关SH和低侧开关SL可通过N型场效应管(NMOSFET)来实现。在此情况下，开关电路还可包括：电感器L、滤波电容C、自举电容Cb和充电二极管D1。

包括高侧开关和低侧开关的开关电路可被构造为：根据驱动信号来导通和断开，以输出外部负载所需的电压。详细地说，图1中所示的同步直流降压开关电源的工作原理为：当高侧开关SH响应于来自控制器芯片100的驱动信号的高电平(即，图1中的VDD)而导通时，同步直流降压开关电源通过高侧开关SH和电感器L向连接到同步直流降压开关电源输出端的负载供电，并且将一部分电能存储在电感器L以及电容器C中；由于电感器L的自感，在高侧开关SH导通时，电流增大得比较缓慢，即，输出端输出的电压Vout不能立刻达到负载所需的电源电压值；一定时间之后，高侧开关SH响应于驱动信号(例如，低电平)而断开，而低侧开关SL响应于来自控制器芯片100的驱动信号的高电平而导通，由于电感器L的自感作用(也可以称为，电感器L中的电流存在的惯性作用)，将保持电路中的电流不变，电流从地GND流经低侧开关SL、电感器L，从而向负载提供电流。

此外，开关电路还可以包括用于保证同步直流降压开关电源稳定工作的反馈补偿电路。

同步直流降压开关电源中的开关电路可采用任何可行的方式来实现，为了简明，在此省略其详细描述。

在通过N型场效应管(NMOSFET)来实现高侧开关SH和低侧开关SL的实施例中，控制器芯片100所产生的驱动信号如图2中所示。

在同步直流降压开关电源中，需要高侧开关SH和低侧开关SL的同步切换。具体地说或，当高侧开关SH和低侧开关SL中的一个开关断开时，另一开关需要同时导通，以保证转换电流的连续性。为了防止高侧开关SH和低侧开关SL同时导通而导致的穿通效应，一个开关断开后，要等待一段时间再将另一开关导通，该等待的一段时间可被称为死区时间Td。

参照图2，当高侧开关驱动信号具有高电平时，高侧开关SH导通，当低侧开关驱动信号具有高电平时，低侧开关SL导通，为了防止穿通效应，在开关切换时设置死区时间Td。死区时间越大，内部消耗的功率越大，考虑转换效率，死区时间Td应该尽可能降低。然而，传统的同步直流开关电源一般利用现成的控制器电路芯片对其外部开关以及电感和电容进行设计，因此死区时间Td在设计中也被固定，并且一般不设置为0，以防止穿通效应。

返回参照图1，同步直流降压开关电源的效率与各种损耗的大小相关，因此应该尽可能降低各种损耗的大小。

同步直流降压开关电源中的损耗主要包括：控制器芯片的功耗、电感器L的寄生电阻损耗以及开关SH和SL的损耗。由于现代大规模集成电路的工艺技术，控制器芯片的功耗可以很小(通常仅是几毫瓦到几十毫瓦，这取决于输入电压的大小)，因此在同步直流降压开关电源的总损耗中所占比例很小。此外，电感器L的寄生电阻在大电流工作情况下功耗较大，通常在成本允许的情况下，尽可能选用低寄生电阻的电感器L。因此，在同步直流降压开关电源中，关键在于降低开关SH和SL的损耗。

高侧开关SH的损耗包括导通损耗P_{CND_HS}和开关损耗P_{SW_HS}。

如下面的等式1来计算高侧开关SH的导通损耗P_{CND_HS}。

P_{CND_HS}＝I_OUT²×R_DSH(ON)×D>

在等式1中，I_OUT是输出电流；D是高侧开关SH的驱动信号的占空比，D与输入输出电压有关；R_DSH(ON)是高侧开关SH的导通电阻，通过下面的等式2来定义。

R_DSH(ON)＝K/(VDD-Vt)>

在等式2中，K是与高侧开关SH的工艺有关参数，其在工厂制造过程中确定；Vt是高侧开关SH的开启电压，其由工厂工艺来确定；VDD是控制器芯片施加在高侧开关上的驱动电压。

如下面的等式3来计算高侧开关SH的开关损耗P_{SW_HS}：

在等式3中，V_IN是高侧开关SH的漏极输入电压；f_SW是高侧开关SH的工作频率；tr、tf是开关节点SW的电压上升下降时间，其与控制器芯片的驱动能力及高侧开关SH的寄生电容有关。

低侧开关SL的损耗包括导通损耗P_{CND_LS}。

如下面的等式4来计算低侧开关SL的导通损耗P_{CND_LS}。

P_{CND_LS}＝I_OUT²×R_DSL(ON)×(1-D)>

在等式4中，R_DSL(ON)是低侧开关SL的导通电阻，其定义与等式2相似。

此外，高侧开关SH和低侧开关SL还存在栅极(GATE)电荷开关状态下总的损耗P_QG，其通过下面的等式5来计算。

P_QG＝VDD×(Q_GHS+Q_GLS)×f_SW>

在等式5中，Q_GHS、Q_GLS分别为高侧开关SH和低侧开关SL的栅极(GATE)电荷。

此外，低侧开关SL由于参照图2所描述的死区时间Td而导致的损耗包括：低侧开关SL由于死区时间Td存在而产生的损耗P_D和低侧开关SL由于死区时间Td的工作状态反向恢复电荷产生的损耗P_RR，它们分别通过下面的等式6和等式7来计算。

P_D＝T_d×f_SW×I_OUT×V_FD>

P_RR＝Q_RR×f_SW×V_IN>

V_FD是低侧开关SL关闭寄生二极管导通的压降，Q_RR是低侧开关SL自身寄生二极管反向恢复电荷。

因此同步直流降压开关电源的总损耗P_TOTAL可以表示为：

P_TOTAL＝P_{CND_HS}+P_{SW_HS}+P_{CND_LS}+P_QG+P_D+P_RR。

根据上面的描述可知，损耗P_D和P_RR与死区时间Td有关，可通过控制死区时间Td来消除损耗P_D和P_RR。此外，当高侧开关SH和低侧开关SL的栅极电荷和输入电容已经确定的情况下，可通过调整驱动电压VDD和工作频率f_SW，来使得P_{CND_HS}、P_{SW_HS}、P_{CND_LS}和P_QG之和最小。这样，实现同步直流降压开关电源的总损耗P_TOTAL最小，从而能够实现同步直流降压开关电源的最佳效率。

根据本发明构思的实施例，可通过控制器芯片100调节死区时间、驱动电压VDD和工作频率f_SW，来使得开关电源的总损耗最小。

图3示出根据示例实施例的控制器芯片100的示例的示图。

参照图3，为了能够调节死区时间Td、驱动电压VDD和工作频率f_SW以使得开关电源的总损耗最小，根据示例实施例的控制器芯片100可包括数据接口I2C>

参照图3，数据接口I2C可接收用于设置和更改同步开关的死区时间、工作频率和驱动电压的数据。可读写存储器单元105可存储由数据接口I2C接收的数据。由于集成了数据接口I2C和可读写存储器单元105，因此根据示例实施例的控制器芯片100是可编程的。即，能够通过数据接口I2C来实现死区时间、驱动电压和工作频率的调节。

根据示例实施例，死区时间控制器电路103可被构造为根据数据接口I2C接收的数据(与死区时间相关的数据)来调节高侧开关和低侧开关的死区时间；频率合成器电路102可被构造为根据数据接口I2C接收的数据(与工作频率相关的数据)来调节高侧开关和低侧开关的工作频率；可变线性电压调节器电路101可被构造为：根据数据接口I2C接收的数据(与驱动电压相关的数据)调节高侧开关和低侧开关的驱动电压；控制器可被构造为：根据同步直流降压开关电源的应用要求以及调节的死区时间、工作频率和驱动电压，来输出用于控制同步开关(高侧开关和低侧开关)的控制信号。输出的控制信号的周期长度与调节的死区时间和工作频率相关联，输出的控制信号的幅度与驱动电压的大小相关联。

在一个示例实施例中，同步直流降压开关电源的应用要求可包括：输出电压的大小、负载的大小、纹波大小转换效率、工作温度范围、电磁干扰(频率干扰)等。

在一个示例中，可通过具有延迟时间特性的电路结构(例如，与非门等)，来实现死区时间控制器电路。

在一个示例中，可通过利用高频的振荡器电路的输出频率合成所需的频率，来实现频率合成器电路。

在一个示例中，可通过BandGap(带隙基准电压)电路来实现可变线性电压调节器电路。

在一个示例中，根据本发明构思的同步直流降压开关电源还可以包括计算装置(未示出)，用于实时监视输出的控制信号，以确定是否需要更改死区时间、工作频率和驱动电压，并且当需要更改死区时间、工作频率和驱动电压时，计算用于使得总功耗最低的死区时间、工作频率和驱动电压的值(例如，最佳的值)，并将计算的值传输给数据接口。

在图3的实施例中，可以以Texas Instruments公司生产的LM27402为例来实现控制器。参照图3，除了数据接口I2C 104、可读写存储器单元105、死区时间控制器电路103、频率合成器电路102、可变线性电压调节器电路101之外的结构可以为LM27402示例的控制器。为了简明，在此省略控制器的详细结构的描述。

参照图3，数据接口I2C 104、可读写存储器单元105、死区时间控制器电路103、频率合成器电路102、可变线性电压调节器电路101与控制器集成为单个芯片，从而构成根据示例实施例的控制器芯片100。然而，这仅是示例性的，死区时间控制器电路103、频率合成器电路102和可变线性电压调节器(LDO)电路101可设置在控制器的外部，即，可以与控制器分开设置。

具体地说，死区时间控制器电路103还被构造为：当驱动信号中的同步开关的切换时间之间的差异较大时，将死区时间实时调节为接近0。在一个实施例中，可对输出的驱动信号进行实时监测，当死区时间Td较大(例如，大于预定阈值)时，通过死区时间控制器电路103通过，例如，延时操作，将高侧开关SH和低侧开关SL切换时间调节为接近同步，即，死区时间调节为0。频率合成器电路102和可变线性电压调节器电路101可根据实际应用的同步开关性能参数，分别将高侧开关和低侧开关二者的工作频率和驱动电压调节为最佳值，以使得高侧开关和低侧开关的总损耗最小为目标。

上面描述了通过N型场效应管实现高侧开关和低侧开关的实施例。根据本发明构思的另一实施例，包括在同步直流降压开关电源中的高侧开关和低侧开关还可通过P型场效管(PMOSFET)来实现。

图4示出了以P型场效管来实现高侧开关和低侧开关时同步直流降压开关电源的示图。与图1的示例相比，图4所示的同步直流降压开关电源不包括自举电容Cb和充电二极管D1。在此情况下，同步开关的死区时间定义如图5中所示，包括在同步直流降压开关电源中的控制器芯片的示例如图6所示。除了控制器产生用控制同步开关的驱动信号(这是由于通过PMOSFET实现同步开关而导致的控制器应用时的差异)的方式之外，图6与图3中所示的控制器芯片相同。为了简明，在此省略其详细的描述。

此外，上面描述了根据本发明构思的示例实施例的控制器芯片应用于同步直流降压开关电源的示例实施例，然而本发明构思不限于此。例如，通过改变控制器芯片外围的开关电路，将根据本发明构思的示例实施例的控制器芯片用于同步直流升压开关电源。

根据本发明构思的示例实施例的同步直流开关电源(即，同步直流降压开关电源或同步直流升压开关电源)能够对封装好的控制器芯片通过可编程的数据接口来进行同步直流开关电源系统的优化设计，在同步直流开关电源的工作过程中实时调节死区时间最小，并且调节同步开关的驱动电压和工作频率，使得同步直流开关电源的功耗最小，从而实现转换效率的最大化。

虽然上面参照图1至图6已经详细描述了本发明的特定示例实施例，但是在不脱离本发明构思的精神和范围的情况下，可以以各种形式对本发明进行修改。因此，不应仅基于描述的示例实施例来确定本发明的范围，而是基于权利要求及其等同物来确定本发明的范围。