一种减小感性电机负载与驱动器之间相互作用的方法

摘要

一种减小感性电机负载与驱动器之间相互作用的方法，首先：测得包含连接电缆的感应电机的高频阻抗特性曲线，并由LRC谐振电路来模拟感性电机负载的高频特性；其次：测得驱动器中开关电压换向时间与负载电流的关系；然后：选取一个恰当的开关电压换向时间；最后：利用得到的开关电压换向时间，计算一个附加电感，电感的一端是连在桥臂中性点上，另一端连接电缆，实现LRC谐振电路满足所需的谐振频率。该方法可以减少集肤效应和定子绕组匝间电容等寄生参数产生的阻抗特性。即：感性电机负载与电机驱动器之间的相互影响变小，曲线反应的电机驱动器响应效果更好。减小MOSFET的高速开关造成开关瞬态性能和电机负载的不利影响。

说明书

技术领域

本发明涉及电机控制领域，尤其涉及一种减小感性电机负载与驱动器之间相互作用的方法。

背景技术

电机驱动器不断向高效率、小型化、低成本、高环境温度和高可靠性的方向发展，并且可能需要满足多项较高性能指标的要求。然而，硅 (Silicon，Si)功率器件由于硅材料本身的局限性使Si器件的阻断电压、正向通态电阻、工作结温、开关速度等已接近其理论极限，使其在高温、高频、大功率电机驱动器的应用中更是捉襟见肘，限制了驱动器性能的提高。以碳化硅(Silicon Carbide，SiC)材料为代表的宽禁带半导体功率器件具有更高的电压等级、更快的开关速度、更高的工作结温以及更低的开关损耗，由SiC器件制作的永磁同步电机驱动器具有更优越的性能。

由SiC MOSFET构成的电机驱动器中，MOSFET的高速开关使得他们的开关行为很容易受到电路寄生参数的影响，包括感性负载。感性负载主要指电机与其连接电缆，在PWM控制的逆变器中，使得开关速度和开关损耗由寄生参数的影响变得更糟。

由于功率器件的开通和关断产生的电压脉冲具有较快的上升时间，引起电机绕组的相电压波形畸变，在电机端的电机负载和长线连接电缆产生双重影响。该现象对电机绝缘强度造成不利影响，为减小该不利影响，需要加入专用滤波器或采用特殊电机。这种情况在由Si MOSFET构成的电机驱动器中，由于Si器件本身的局限性开关频率并不是很高，但是对于由宽禁带的SiC MOSFET构成的电机驱动器中，由于开关速度的提高需要高度重视。此外，由宽禁带器件高速开关引起较高的dv/dt，造成电机绕组承受很大电流，降低了电机的可靠性。

对于带有较长连接电缆的大功率感应电机，其高频的阻抗特性更差。因此，对于包含连接电缆电机的感性负载的处理，现有技术中缺少可以减小MOSFET的高速开关造成开关瞬态性能和电机负载的不利影响的方法。

发明内容

本发明为了解决现有技术问题，提出一种减小感性电机负载与驱动器之间相互作用的方法。该方法具体如下：

步骤1：利用阻抗分析仪测得带有连接电缆的感应电机的高频阻抗特性曲线，并由LRC串联谐振支路并联而成的LRC谐振电路来模拟感性电机负载的高频特性；将表示高频时涡流引起的铁芯损耗的等效电阻与定子绕组电感并联在LRC谐振电路旁；

步骤2：测得驱动器中SiC MOSFET开关电压换向时间与负载电流关系；选取一个开关电压换向时间，所述的开关电压换向时间满足大于驱动器中所有SiC MOSFET开关的开通时间和关断时间；且所述的关断时间是除去电机轻载的关断时间；

步骤3：根据公式：其中t_v,worst为步骤2得到的开关电压换向时间，f_ring为LRC谐振电路所需满足的谐振频率；选择附加电感，并接在电机驱动器的输出导线上，从而使得LRC谐振电路的谐振频率为>ring。

作为一种优选：步骤3中所用的电感是空心电感，且空心电感根据电机的最小运行相电流选择磁芯尺寸，直径d和匝数N满足最小功耗时的最短铜线要求。

作为一种优选：步骤1中阻抗分析仪对感性电机在进行阻抗测量时，根据电机的对称性，将测量电路的测量值平均后作为感性电机负载的高频阻抗特性曲线。

作为一种优选：LRC串联谐振支路的频率分别取自高频阻抗特性曲线波谷点所在的频率。

作为一种优选：步骤3中的电感安装在电机驱动器的三相输出端子所连接的驱动电路的桥臂中性点上。

作为一种优选：输出导线是叠层功率导线。

综上所述，本发明的方法及其装置的有益效果是：

通过上述步骤得到的附加电感安装到电机驱动器上后，可以减少集肤效应和定子绕组匝间电容等寄生参数产生的阻抗特性。即：感性电机负载与电机驱动器之间的相互影响变小，曲线反应的电机驱动器响应效果更好。减小MOSFET的高速开关造成开关瞬态性能和电机负载的不利影响。

附图说明

图1：包含连接电缆的感应电机的高频等效电路。

图2：电机阻抗测量电路。

图3：阻抗分析仪测得的包含连接电缆的感应电机负载的高频阻抗特性曲线。

图4：包含连接电缆的感应电机的高频等效电路的一种实施例。

图5：感性负载和附加电感的高频阻抗特性对比。

图6：电压换向时间与负载电流关系。

图7：空心电感的取值曲线。

图8：加入附加电感L_aux之后的电机驱动器结构图。

图9：加入附加电感L_aux后感性电机负载的高频阻抗特性曲线。

图10：加入附加电感L_aux之后的直流电机驱动器结构图。

具体实施方式

如图1所示的包含连接电缆的感应电机的高频等效电路，通过LRC谐振电路来等效感应电机中由集肤效应和定子绕组匝间电容等寄生参数产生的阻抗特性。将表示高频时涡流引起的铁芯损耗的等效电阻R_e与定子绕组电感L_d并联在LRC谐振电路旁，线路的杂散电阻R_stray和电感L_stray串接在并联电路上。

实际使用该等效电路模型的方法是：

步骤1——采用Agilent4294A阻抗分析仪20对以连接电缆2m、功率为7.5kW的感应电机10的阻抗进行测量，连接示意图如图2所示。在进行阻抗测量时：采取某一相独立，其余两相并联后连接到阻抗器，类似图中阻抗器的一端连接A相，BC相接一起后连接到阻抗器的另一端；上述三种连接电路可能出现三个不同的测量值，根据电机的对称性，三组数值的平均值作为一种优化计算得到最终的电机输入阻抗，测量的频率特性如图3 所示。

线路的杂散电阻R_stray、电感L_stray较小，主要决定高频阻抗特性，在低频时可以忽略不计，本实例中电机的L_d为2000μH，电机在高频时涡流引起的铁芯损耗，用等效电阻R_e表示，在高频时，绕组电阻本身的阻尼作用小，须靠R_e的阻尼作用，因此R_e在等效电路中可以放在与绕组电感L_d平行的位置。

采用四个串联谐振支路L₁R₁C₁、L₂R₂C₂、L₃R₃C₃、L₄R₄C₄用来表示由集肤效应和定子绕组匝间电容等寄生参数产生的阻抗特性，其谐振频率分别对应图3中LRC串联谐振支路的频率f₁、f₂、f₃、f₄，分别取自高频阻抗特性曲线波谷点所在的频率。由阻抗分析仪得谐振频率f₁＝6MHz、f₂＝24.5>3＝50MHz、f₄＝80MHz，f_e＝0.13MHz。

af_e段表示L_d、R_e并联的幅频特性，在频率f_e处的阻抗值为1.5kΩ，因此，R_e＝1.5kΩ。

电路在发生串联谐振时频率满足关系式：

在f₁b段表示L₁R₁C₁支路的幅频特性，对于L₁R₁C₁支路，有：

在谐振频率f₁处，由于感抗和容抗相等，此时幅频特性的阻抗值为1Ω，可得R₁的阻值为1Ω，C₁的值可由式(1)计算。

类似的计算最终得到实际包含链接电缆的感应电机的高频等效电路如图4所示。

根据图4所示，电感L_d相比于其他谐振支路，其感值很大，在开关瞬态可以视为电流源，因此，MOSFET的开关行为受其他LRC串联谐振网络影响。以开通瞬间为例，在dv/dt瞬间，每一个LRC串联谐振支路都会产生谐振电流，即：I₁～I₄，该电流流入MOSFET功率器件，使得MOSFET>

为减小感性负载的寄生参数对开关速度及系统的不利影响，有必要抑制开关过程中产生的谐振电流。采用方法：调节LRC谐振电路的谐振周期，使其大于开关换向时间。以至于对该谐振网络，在开关瞬态产生的开关电压对这种谐振网络几乎没有响应。

如图5所示：本实施例中f₁相对于f₂、f₃、f₄，频率较低，可认定为低谐振频率，且对电机驱动器的影响最大，故实施例忽略高谐振频率LRC支路f₂、f₃、f₄，设计一附加电感用于改变L₁R₁C₁支路的谐振频率，使其由f₁转为f_ring，那么，对应的谐振周期T_ring就会大于开关电压的换向时间。因此，在开关瞬态谐振电流I₁保持较小值。

附加电感的感值L_aux由f_ring决定，直接和开关电压的换向时间有关。

因此步骤2就是选取一个开关电压换向时间。而开关电压换向时间随着运行条件的不同而变化，因此，选择一个合适的开关电压换向时间很关键，以保证感性负载在最恶劣的运行条件下使得MOSFET的开关瞬态性能不受影响。

由图6可以看出，开关电压换向时间由运行电流决定，在轻载时，关断瞬态的开关电压换向时间最长。如果由轻载时关断瞬态的开关电压换向时间来计算f_ring，满足要求的L_aux将会很大，而关断损耗在轻载时几乎为0，大感值的L_aux并没很明显的优势。因此，需要选择一个开关电压换向时间，使其大于所有的开通时的换向时间，同时，大于不包括轻载关断时的其他换向时间，使得在其他运行条件下的开关损耗不受感性负载寄生参数的影响。

因此，步骤3：选择附加电感，并接在电机驱动器的输出导线上，从而使得LRC谐振电路的谐振频率为f_ring。

f_ring满足公式：

其中，t_v,worst代表最恶劣的运行条件下的开关电压换向时间，即步骤2>ring确定的谐振周期T_ring远远大于t_v,worst，故取T_ring为t_v,worst的10>ring为3MHz。结合感性负载的高频阻抗特性，需要2μH>2、f₃、f₄得到抑制。此外，谐振频率f₁支路的谐振频率由6MHz>

对于附加电感，除了选择合适的感值，其物理设计也会影响附加电感带来的损耗，因此，附加电感的物理设计也很重要。为此，需要以减小由附加电感引起额外损耗和开关损耗为设计目标。考虑到附加电感的感值较小，可以采用空心电感。

首先，根据电机的最小运行相电流选择磁芯尺寸，以三相逆变器中每相11A的电流为例，铜线的最大电流密度为4A/mm²，需要选择分导线直径AWG为12的磁芯。空心电感的直径d和匝数N需要依据由附加电感引起的最小功耗时的最短铜线(N×MLT，MLT为每匝线圈的长度)所要求的电感值设计。感值可以由公式(3)计算：

L＝(25.4×d²×N²)/(18d+40l)>

其中，电感L的单位为μH，d为线圈直径，单位为mm，N为匝数，l 为线圈长度，单位为mm，由匝数N和铜线直径d决定。根据式(3)，1.4μH 附加电感的N和d之间的关系如图7所示。为减小铜线长度(N×MLT)，需要实现N和d之间的最优化。本实例中，对于12AWG线规的铜线，当 N取6或7时，N×MLT为最小。设计的3个空心电感参数遵照表1参数。

表1空心电感参数设计

最大电流密度每相电流有效值AWGNd4.0A/mm²11A12730mm

如图8所示：将计算得到的附加电感，并接在电机驱动器的输出导线上，进一步的电感安装在电机驱动器的三相输出导线所连接的驱动电路的桥臂中性点上。从而使得LRC谐振电路的谐振频率为f_ring。进一步的输出导线是叠层功率导线，可以进一步减少干扰，提高曲线平滑性。

如图9所示，增加附加电感后，以谐振频率f₁支路为主要影响的LRC>

若SiC MOSFET构成的电机驱动器控制的是直流电动机，则同样利用本发明方法计算的附加电感的连接方式如图10所示，只需接在单相导线桥臂中性点上，从而提高电机的高频响应曲线的平滑度，实现电机驱动器控制效果。

以上显示和描述了本发明的基本原理、主要特征和本发明的优点。本行业的技术人员应该了解，本发明不受上述实施例的限制，上述实施例和说明书中描述的只是说明本发明的原理，在不脱离本发明精神和范围的前提下本发明还会有各种变化和改进，这些变化和改进都落入要求保护的本发明范围内。本发明要求保护范围由所附的权利要求书及其等同物界定。