一种用于逐次逼近模数转换器的冗余循环平均方法

摘要

该发明公开了一种提高电阻电容型逐次逼近模数转换器SFDR的冗余循环平均方法，涉及微电子学与固体电子学领域，特别是该领域中电阻电容型逐次逼近模数转换器中的电容设置方法。电容失配校正技术研究首先考虑的是易于片上实现，基于LMS算法的校正方案精度高且校准效果好，但初始值若选取不当会导致算法复杂度增加，甚至不收敛，不易于片上实现，而传统辅助DAC的校正技术最易于片上实现且成功率最高，但是不容易实现超高精度的问题，针对上述问题提出一种能提高逐次逼近模数转换器线性度的电容冗余循环平均方法，通过对电容分裂并冗余动态平均，从而具有校正电容失配的效果。

说明书

技术领域

本发明涉及微电子学与固体电子学领域，特别是该领域中电阻电容型逐次逼近模数转换器中的电容设置方法。

背景技术

ADC是模拟系统与数字信号处理(DSP)的“桥梁”。ADC一般分为全并行模数转换器(Flash ADC)、流水线模数转换器(Pipeline ADC)、过采样模数转换器(ΣΔADC)以及逐次逼近模数转换器(SAR ADC)。相比流水线、过采样以及Flash等几种类型的ADC，SAR ADC具有结构简单、面积小、易于片上集成等优点。但是由于受目前工艺条件限制，电容只能满足10位的匹配精度,不容易实现高精度，因此，利用校正技术来克服工艺缺陷在高精度ADC设计中必不可少。如何在片上实现高效的电容失配校正技术，是超高精度ADC的设计必须面临的一个难题。电容失配校正技术通常采用以下三种设计方案：方案1为辅助DAC前台校正方法，包括文献A.T.Nguyen,J.Xu and Z.Yang,“A 14-bit 0.17mm²>

逐次逼近模数转换器有多种不同的类型，在特定的工艺下，选择合适的电路结构以及无源元件的尺寸来满足匹配性要求是SAR ADC设计的关键技术之一。根据量化方式的不同，SAR ADC主要分为电荷再分配型以及混和电阻电容型。对于电荷再分配型，其内部电容的数量随着位数的增加成指数倍增长，面积较大，因此，高精度逐次逼近模数转换器常采用混和电阻电容结构，在混和电阻电容结构中，采用电阻和电容两种元件，高位DAC和低位DAC分别由二进制电容阵列和电阻串构成，因此，总电容值比同等精度的二进制电容结构小，有效减小了电容阵列的面积，面积变小，速度变快。混合电阻电容型的优点是没有浮空节点，线性度好，能提高模数转换器的静态特性，因此，混合电阻电容结构常用于14位以上的高精度逐次逼近模数转换器中。以14位混合电阻电容型逐次逼近模数转换器为例，如图1所示，14位混合电阻电容型逐次逼近模数转换器由高6位电容DAC和低8位电阻DAC构成，高6位电容DAC一共包含64个单位电容。

发明内容

电容失配校正技术研究首先考虑的是易于片上实现，基于LMS算法的校正方案精度高且校准效果好，但初始值若选取不当会导致算法复杂度增加，甚至不收敛，不易于片上实现，而传统辅助DAC的校正技术最易于片上实现且成功率最高，但是不容易实现超高精度的问题，针对上述问题提出一种能提高逐次逼近模数转换器线性度的电容冗余循环平均方法，通过对电容分裂并冗余动态平均，从而达到校正电容失配的目的。

本发明的技术方案为一种提高电阻电容型逐次逼近模数转换器SFDR的冗余循环平均方法，该方法包括：

步骤1：在混合电阻电容型逐次逼近模数转换器的正电容阵列和负电容阵列处各设置80个单位电容，将正电容阵列与负电容阵列相对的单位电容分为一组，共为80组单位电容，从左到右依次编号为C1、C2、C3…C80，再将前32组单位电容C1-C32划分为32C电容组，将C33-C48划分为16C电容组，将C49-C64划分为冗余16C电容组，将C65-C72划分为8C电容组，将C73-C76划分为4C电容组，将C77-C78划分为2C电容组，最后两个分别为1C电容组；

步骤2：按照二进制搜索算法对第i个输入电压进行逐次逼近模数转换器位循环，获得转换结果，根据输入结果确定第二次采样的循环位移量；

步骤3：根据步骤2得到的循环位移量对80组单位电容进行循环位移，重新确定32C、16C、冗余16C、8C、4C、2C、1C、1C电容组中的单位电容；

步骤4：在步骤3划分电容组的方法下，按照二进制搜索算法对第i个输入电压进行传统逐次逼近模数转换器位循环，获得转换结果；

步骤5：对步骤2和步骤4的转换结果进行求平均，该平均值为第i个输入电压的转换结果。

本发明提出一种能提高逐次逼近模数转换器线性度的冗余循环平均技术，其特点在于：不需要引入最小均方误差算法，只需要将电容拆分成单位电容，增加冗余位以及采用动态循环和平均技术，可以将电容失配误差动态抵消。本发明提出的电容冗余循环平均方法可避免电容失配误差不断累加，因此，与传统依赖校正算法来提高线性度的校正方法相比，具有结构更简单、占用芯片面积更小、更容易在片上实现的效果。

附图说明

图1为传统14位电阻电容型逐次逼近模数转换器。

图2为本发明提出的14位电阻电容型逐次逼近模数转换器。

图3为本发明提出的电容冗余、循环平均方法对于正电容阵列的示意图。

图4为传统14位电阻电容型逐次逼近模数转换器与本发明提出的14位电阻电容型逐次逼近模数转换器无杂散动态范围SFDR蒙特卡洛仿真结果对比。

具体实施方式

本发明提出一种能提高电阻电容型逐次逼近模数转换器线性度的电容冗余循环平均方法，增加冗余位之后将电容拆分成单位电容，对输入电压采样之后进行转换，同一个输入电压转换两次，两次转换采用不同的电容阵列，从而达到提高线性度的目的。下面以14位电阻电容型逐次逼近模数转换器为例进行详述。本发明提出的14位电阻电容型逐次逼近模数转换器的系统结构如图2所示，它由高6位电容DAC和低8位电阻DAC以及比较器共同组成，与传统不同之处在于，传统高6位电容DAC包含64个单位电容，而本发明提出的14位电阻电容型逐次逼近模数转换器中，高6位电容DAC包含80个单位电容。

图3为本发明提出的电容冗余、循环平均方法。在传统二进制电容阵列图3(a)基础上，插入冗余电容16C(图3(b))，再将二进制电容阵列拆分成单位电容阵列，从左到右依次编号为C1、C2…C80，即32C由前32个单位电容C1-C32组成，16C由C33-C48组成，冗余16C由C49-C64组成，以此类推，对输入电压采样之后进行转换，假设第i个输入电压Vin(i)＝0.0391，根据传统逐次逼近模数转换器位循环的结果，32C、8C和C接VREFP，剩余电容接VREFN，即总共41个单位电容接VREFP，则电容循环位移量为41，紧接着，仍然对第i个输入电压进行转换，但是电容阵列发生循环移位，位移量为41，即32C由C42-C73组成，16C由最后7个电容C74-C80和最前面9个电容C1-C9共同组成，冗余16C由C10-C25组成，以此类推，重新排序之后的电容按照传统逐次逼近模数转换器二进制搜索算法进行位循环，假设转换完成之后，仍然41个单位电容接VREFP，则位移量仍为41，即在下一次转换时，32C由C3-C34组成，16C由C35-C50组成，以此类推，两次转换的数字码求平均得到最终对应Vin(i)的数字码，对第i个输入电压Vin(i)的转换完成之后进行下一次转换，假设下一个输入电压Vin(j)＝0.0031，根据传统逐次逼近模数转换器位循环的结果，32C、8C接VREFP，剩余电容接VREFN，即总共40个单位电容接VREFP，则电容循环位移量为40，即在下一次转换时，32C由C43-C74组成，16C由最后6个电容C75-C80和最前面10个电容C1-C10共同组成，以此类推。

本发明的特点是在模拟域只需将二进制电容阵列拆分成单位电容之后进行冗余动态循环,这对于电路实现是很有利的。本发明提出一种新型的简单易实现的电容冗余循环平均技术，与其他电容误差校准方法相比,该方法具有校准电路简单、不影响电路工作速度以及对工作环境变化不敏感等优点。

对传统以及本发明的14位电阻电容型逐次逼近模数转换器进行matlab仿真，无杂散动态范围SFDR仿真结果如图4所示，单位电容取值为100f，单位电容失配误差分别为0.001和0.002，蒙特卡洛仿真次数为500次。

表1总结了传统电阻电容型逐次逼近模数转换器与本发明提出的电阻电容型逐次逼近模数转换器的SFDR蒙特卡洛仿真的性能对比。表1表明：相比传统电阻电容型逐次逼近模数转换器，当单位电容失配误差为0.001时，本发明将SFDR平均值提高了21.7dB，当单位电容失配误差为0.002时，本发明将SFDR平均值提高了22.2dB。

本发明针对传统电阻电容型逐次逼近模数转换器提出了一种新的电容冗余循环平均技术，只需要将电容拆分成单位电容，并进行冗余循环，就可实现线性度的优化，控制逻辑简单，硬件开销小，相比传统采用噪声整形技术或者校正算法来提高线性度的方法，本发明具有校准电路简单、不影响模数转换速度、对工作环境变化不敏感等特点。

表1：传统14位SAR ADC与本发明提出的14位SAR ADC的SFDR仿真对比