具有分开跟踪的非线性预编码器

摘要

本发明涉及一种网络单元(100)，包括用于对将在相应的通信信道上被传输的传输样本进行联合预处理以用于串扰减轻的非线性预编码器(120)，非线性预编码器包括：第一非线性预编码级(121)，第一非线性预编码级(121)被配置成根据第一三角预编码矩阵(L)来操作并且包括模函数(Г)，第一非线性预编码级(121)随后是第二线性预编码级(122)，第二线性预编码级(122)被配置成根据第二预编码矩阵(Q)来操作。网络单元还包括：第一导频信号生成器(111)，被配置成生成第一导频信号(X1)用于仅由第二预编码级进行预处理，以产生部分预编码的导频信号以用于在相应的通信信道上的进一步传输；以及控制器(130)，被配置成在保持第一预编码矩阵不变的同时、基于部分预编码的导频信号在相应的通信信道上的传输期间所执行的第一差错测量来更新第二预编码矩阵。本发明还涉及用于与非线性预编码器一起使用的导频生成器、并且涉及用于控制非线性预编码器的方法。

说明书

技术领域

本公开涉及有线通信系统中的串扰减轻。

背景技术

串扰(或信道间干扰)是针对多输入多输出(MIMO)有线通信系统(诸如数字用户线路(DSL)通信系统)的信道损害的主要来源。

随着对更高数据速率的需求的增加，DSL系统正在向更高的频带演化，其中相邻传输线路(即在它们的部分或全部的长度上邻近的传输线路，诸如电缆夹(binder)中的铜双绞线))之间的串扰更加显著(频率越高，耦合越大)。

已经开发了不同的策略来减轻串扰并且使得有效吞吐量、到达和线路稳定性最大化。这些技术正逐渐从静态或动态频谱管理技术向多用户信号协同(或者在下文中的矢量化)演化。

一种用于减少信道间干扰的技术是联合信号预编码：在通过各自的通信信道被发送之前，被发送的数据符号被联合地经过预编码器。预编码器使得预编码器和通信信道的级联导致在接收机处极少或没有信道间干扰。

另一种用于减少信道间干扰的技术是联合信号后处理：接收的数据符号在被检测之前被联合地经过后编码器。后编码器使得通信信道和后编码器的级联导致在接收机处极少或没有信道间干扰。后编码器有时也被称为串扰消除滤波器。

矢量组(即通信线路集合)的信号被联合处理，矢量组的选择对实现良好的串扰减轻性能是至关重要的。在矢量组内，每一个通信线路被认为是将串扰引入组中的其它通信线路中的干扰线路，并且相同的通信线路被认为是从组中的其它通信线路接收串扰的受扰线路。来自不属于矢量组的线路的串扰被当作外部噪声对待并且未被消除。

理想地，矢量组应当与物理上且显著地相互干扰的通信线路的整个集合相匹配。然而，由于国家规章策略和/或有限矢量能力而导致的本地环路分拆可以避免这种消耗性的方案，在这种情况下，矢量组将仅包括所有物理上交互的线路的子集，从而产生有限的矢量增益。

典型地在分配点单元(DPU)内执行信号矢量化，其中同时地在矢量组的所有用户线路上发送的或从矢量组的所有用户线路接收的所有数据符号是可用的。例如，信号矢量化有利地在中央局(CO)处布设的数字用户线路接入复用器(DSLAM)内被执行或者作为靠近用户住所的光纤馈送的远程单元(街道柜、杆柜、建筑物柜等)被执行。信号预编码特别适用于下行通信(朝向客户住所)，而信号后处理特别适用于上行通信(来自客户住所)。

更正式地说，矢量化的系统可以由以下线性模型来描述：

Y(k)＝H(k)X(k)+Z(k) (1)

其中，作为频率/载波/音调索引k的函数，N-分量复矢量X，Y分别地表示分别地通过N个矢量化信道发射的、从N个矢量化信道接收的符号的离散频率表示，其中N×N复矩阵H被称为信道矩阵：信道矩阵H的第(i，j)个分量h_ij描述了通信系统响应于被发射到第j个信道输入的信号而如何产生在第i个信道输出上的信号；信道矩阵的对角元素描述了直接信道耦合，并且信道矩阵的非对角元素(也被称为串扰系数)描述了信道间耦合，并且其中N分量复矢量Z表示在N个信道上的加性噪声，比如射频干扰(RFI)或热噪声。

线性信号预编码和后处理有利地通过矩阵乘积的方式而被实施。

在下行中，线性预编码器执行在频域中发射矢量U(k)与预编码矩阵P(k)的矩阵乘积，即，等式(1)中X(k)＝P(k)U(k)，预编码矩阵P(k)使得整个信道矩阵H(k)P(k)被对角化，意味着整个信道H(k)P(k)的非对角系数以及由此的信道间干扰几乎减少到零。

实际上，作为第一阶近似，预编码器将反相串扰预补偿信号与直接信号一起叠加到受扰线路上，该直接信号在接收机处与来自各自的干扰线路的实际串扰信号具有破坏性的干扰。

在上行中，线性后编码器在频域中执行接收矢量Y(k)与串扰消除矩阵Q(k)的矩阵乘积，以恢复发射矢量U(k)(在信道均衡和功率归一化之后)，串扰消除矩阵Q(k)使得整个信道矩阵Q(k)H(k)被对角化，意味着整个信道Q(k)H(k)的非对角系数以及由此的信道间干扰几乎减少到零。

因此，信号矢量化的性能关键取决于预编码或消除矩阵的分量值，根据实际和变化的串扰耦合来计算和更新这些分量值。

各个信道耦合由矢量化控制器基于在相应的信道上被发射的导频(或探测)信号来估计。导频信号一般通过专用符号和/或通过专用音调而被发送。

例如，在标题为"针对VDSL2收发器使用的自远端串扰消除(矢量化)(Self-FEXT Cancellation(Vectoring)For Use with VDSL2Transceivers)"、参考标记为G.993.5并且由国际电信联盟(ITU)在2010年四月所采纳的建议中，收发器单元在所谓的SYNC符号上发送导频信号。SYNC符号在每256DATA符号之后周期性地发生，并且同时在所有矢量化线路(超帧对齐)上被传输。

在给定的干扰线路上，SYNC符号的活跃音调的代表子集是被来自给定导频序列中的相同导频数字进行4-QAM调制，并且传输两个复星座点之一：对应于“+1”的“1+j”或对应于“-1”的“-1-j”。SYNC符号的剩余载波继续携带典型的用于在线重配置(OLR)消息确认的SYNC-FLAG。

在给定的受损线路上，限幅器(slicer)差错是接收频率样本和在其上该频率样本被解映射的星座点之间的差矢量，限幅器差错的实部和虚部样本样本在每个导频音的基础上被测量并且针对特定的同步符号而被报告给矢量控制器用于进一步的串扰估计。

相继的差错样本接下来与在特定干扰线路传输的给定导频序列相关，以便获得来自该干扰线路的串扰贡献。为了拒绝来自其它线路的串扰贡献，使得在各自的干扰线路上使用的导频序列相对于彼此正交——例如通过使用公知的沃尔什哈达马(walsh-Hadamard)序列。

串扰估计最终被用于更新预编码或消除矩阵的系数。一旦预编码或消除矩阵被初始化并且生效，就根据需要重复该过程以追踪残余的串扰并且以获得越来越准确的估计。

随着新的铜接入技术的出现以及达到和超过100MHz的甚至更广频谱的使用，串扰耦合增加并且串扰功率甚至可能超过直接信号功率。因而在受扰线路上叠加串扰预补偿信号可能导致违反传输功率频谱密度(PSD)掩模(它定义了作为频率的函数用于单个用户的信号功率的容许量)，并可能也导致引起严重信号失真的在数字到模拟转换器(DAC)内的信号削波。

一种现有技术的解决方案是按比例缩小直接信号增益，从而传输信号(包括直接信号和预补偿的信号)保持在允许的范围内。PSD减少是线路和频率相关的，并且可以随时间改变——例如当线路加入或离开矢量化组时。直接信号增益中的变化必须被传输给接收器，以避免FEQ问题。该第一个解决方案已经在阿尔卡特朗讯向国际电信联盟(ITU)的标题为“G.fast：预编码增益伸缩(G.fast：Precoder Gain Scaling)”的标准稿件中被描述，参考ITU-T SG15Q4a2013-03-Q4-053，2013年3月。

另一个现有技术解决方案是使用非线性预编码(NLP)，它应用模运算操作来将过大功率的传输星座点移回星座边界内。在接收器处，相同的模运算将信号移回其原来的位置。

采用模运算来限制传输信号的值的想法首先由Tomlinson与Harashima对于单用户均衡的应用而独立地且几乎同时地引入，(M.Tomlinson“利用模运算的新的自动均衡器(New Automatic Equalizer Employing Modulo Arithmetic)”电子快报，7(5-6)，第138-139页，1971年3月；以及H.Harashima和H.Miyakawa，“针对具有符号间干扰的信道的匹配传输技术(Matched-Transmission Technique for Channels with inter Symbol interference)”，IEEE通信期刊，20(4)，第774-780页，1972年8月)。Ginis和Cioffi将该概念应用到多用户系统用于串扰消除(G.Ginis和J.M.Cioffi，“具有到DSL系统的达到串扰消除的多用户预编码方案(A Multi-User Precoding Scheme Achieving Crosstalk Cancellation with Application to DSL systems)”，PROC。第34届信号、系统和计算机阿西罗马会议学报，2000年)。

然而，模运算直接影响传输信号，并且因而将实际的串扰引入到系统上，结果成为“鸡-蛋”问题：用于第一用户的模运算改变用于第二用户的预补偿；经改变的用于第二用户的预补偿改变用于第二用户的模运算；用于第二用户的经改变的模运算改变用于第一用户的预补偿；并且经改变的用于第一用户的预补偿改变用户第一用户的模运算；等等。

为了克服这个问题，使用所谓的QR矩阵分解来构成非线性预编码器。该技术的用一步一步功能描述的一个很好概述由Ikanos给出(S.Singh，M.Sorbara，“G.fast：针对100m BT线缆的线性和非线性预编码的比较(G.fast:Comparison of Linear and Non-Linear Pre-coding for G.fast on 100m BT Cable)”，ITU-T SG15Q4a稿件2013-01-Q4-031，2013年1月)。

更正式地，信道矩阵H被首先写为：

H＝D.(I+C) (2)

其中，载波索引k已经被自动省略，D是包括直接信道系数h_ii的对角矩阵，I是单位矩阵，C是包括归一化串扰系数h_ij/h_ii的非对角线归一化串扰矩阵。

当预编码矩阵P实施归一化串扰耦合信道的逆的时候，理想迫零(ZF)线性预编码被实现，即：

P＝(I+C)^-1>

从而H.P＝D，后者由接收机处的单抽头频率均衡(FEQ)进行补偿。利用线性ZF预编码，在接收机处输入的噪声由直接信道频率响应增强了因子1/h_i,i。我们还注意到，对于相同的线路均匀地增强噪声，因为它们都希望具有相等的路径损耗h_i,i。

利用非线性预编码，归一化信道矩阵的共轭转置首先被分解成两个矩阵，即：

(I+C)^*＝QR>

其中，*表示共轭转置，R是N×N上三角矩阵，Q是保留了功率的N×N酉(unitary)矩阵，即Q*Q＝I。

继而给出一个对角化预编码矩阵：

P＝QR^*-1>

生成HP＝D(I+C)QR^*-1＝DR*Q*QR^*-1＝D.

让我们写出：

R^*-1＝LS^-1>

其中L是具有单位对角线的N×N下三角矩阵，S是N×N归一化对角矩阵，它的元素是R^*的对角元素。

对角矩阵S指示取决于编码顺序的每行预编码增益。之所以布置S缩放是因为模运算不得不在归一化频率样本上进行操作，从而获得P＝QL和HP＝D(I+C)QL＝DR^*Q^*QR^*-1S＝DS。从而在接收机处需要进一步的均衡步骤S^-1来恢复初始传输样本。

增益缩放矩阵S由矢量化控制器估计，并且被发送到接收机，用于适当的信号均衡化。

非线性预编码器包括第一前馈滤波器L，或等价的第一反馈滤波器I-S^-1R^*，随后是第二前馈滤波器Q。

在第一步骤中，传输矢量U与下三角矩阵L逐行相乘，但在进行到下一行之前，元素i的输出通过模运算而被适配，由此将传输功率保持在允许的界限内。矩阵L的三角形结构是前述的“鸡-蛋”问题的解决方案：针对用户i的模输出用作稍后被编码的用于用户j的输入(j>i)，但不影响早先被编码的用户k的输出(k<i)。

在第二步骤中，将得到的矢量乘以矩阵Q，其基于它的酉(unitary)属性而保留初始传输功率。

更正式地，给出非线性预编码器X’的输出：

$\left(\begin{array}{c}{x}_1^{\prime }=u_1\\ x_2^{\prime }={\Gamma }_{2,k}(u_2-\frac{r_{21}}{r_{22}}{x}_1^{\prime })\end{array}\right)$

$\begin{array}{c}.\\ .\\ .\\ x_N^{\prime }={\Gamma }_{N,k}(u_N-\frac{r_{NN-1}}{r_{NN}}{x}_{N-1}^{\prime }-\mathrm{...}-\frac{r_{N1}}{r_{NN}}{x}_1^{\prime })\end{array}---\left(7\right)$

其中r_ij表示R^*的系数，以及Г_i，k表示作为用于载波k和用户i的星座大小的函数的模运算符。

模运算符Г_i，k由下式给出：

其中x_i，k表示用于载波k和用户i的传输频率样本，M_i，k表示用于载波k和用户i的每I/Q维的星座点的数量，而d表示在一个维度中相邻星座点之间的距离。

在接收机处，经均衡的接收信号样本由下式给出：

$y_i^{\prime }=r_{ii}{\Gamma }_{i,k}(u_i-\underset{j=1}{\overset{i-1}{\Sigma }}\frac{r_{ij}}{r_{ii}}{x}_j^{\prime })+\underset{j=1}{\overset{i-1}{\Sigma }}{r}_{ij}{x}_j^{\prime }+z_i---\left(9\right)$

然后需要进一步的均衡步骤S^-1与进一步的模运算一起来恢复初始传输矢量U：

${\hat{y}}_i={\Gamma }_{i,k}\left(\frac{y_i^{\prime }}{r_{ii}}\right)={\Gamma }_{i,k}\left({\Gamma }_{i,k}\right(u_i-\underset{j=1}{\overset{i-1}{\Sigma }}\frac{r_{ij}}{r_{ii}}{x}_j^{\prime })+\underset{j=1}{\overset{i-1}{\Sigma }}\frac{r_{ij}}{r_{ii}}{x}_j^{\prime }+\frac{z_i}{r_{ii}})={\Gamma }_{i,k}(u_i+\frac{z_i}{r_{ii}})---\left(10\right)$

项被预期在星座的界限内，因此应该等于然后在该样本上得出结论

我们注意到，用QR矩阵分解实施的非线性预编码器实现了ZF均衡，而在接收机输入处的噪声样本被增强了1/r_ii的因子。我们还注意到，对于具有相同线路的缆线，R^*矩阵的对角值不具有相同的值；因此噪声增强在每个线路上不是相同的，这可能导致比特率对不同用户的不公平的分配——取决于串扰耦合的级别。

非线性预编码的一个主要问题是用于更新所述非线性预编码器所需的处理资源的量。实际上，无论何时串扰耦合实质上改变，那么归一化信道矩阵I+C的新QR矩阵分解需要更新预编码矩阵Q和L二者。这种QR矩阵分解需要大量的计算资源，因为它在计算上等效于完整的矩阵求逆。

另一个问题是，非线性预编码器打破了导频序列的正交性，从而使得串扰估计产生偏差。为了克服这个问题，我们可以减少导频的传输功率(导致较慢的收敛)，或者将模-导频作为准-正交来对待(导致较慢的收敛——如果有的话)，或者不实施模运算(导致PSD掩模违反和削剪(clipping))。这些解决方案中没有一个是令人满意的。

发明内容

本发明的目的是减轻或克服现有技术的解决方案的上述短处或缺点。

根据本发明的第一方面，一种网络单元，包括用于对将在相应的通信信道上被传输的传输样本进行联合预处理以用于串扰减轻的非线性预编码器。非线性预编码器包括：第一非线性预编码级，所述第一非线性预编码级被配置成根据第一三角预编码矩阵来操作并且包括模函数，第一非线性预编码级(121)随后是第二线性预编码级(122)，第二线性预编码级被配置成根据第二预编码矩阵来操作。网络单元还包括：第一导频信号生成器，被配置成生成第一导频信号用于仅由所述第二预编码级进行预处理，以产生部分预编码的导频信号以用于在相应的通信信道上的进一步传输；以及控制器，被配置成在保持第一预编码矩阵不变的同时、基于部分预编码的导频信号在相应的通信信道上的传输期间所执行的第一差错测量来更新第二预编码矩阵。

在本发明的一个实施例中，网络单元还包括第二导频生成器，被配置成生成第二导频信号或者第三导频信号中的至少一个，第二导频信号未被所述第一预编码级和第二预编码级的任一个进行预处理以产生未预编码的导频信号用于在所述相应的通信信道上的进一步传输，第三导频信号由所述第一和第二预编码级进行预处理以产生完全预编码的导频信号用于在相应的通信信道上的进一步传输。控制器被还被配置成基于在未预编码的导频信号或完全预编码的导频信号在所述相应的通信信道上的传输期间所执行的第二差错测量并通过将矩阵分解为三角矩阵和单位矩阵来初始化第一和第二预编码矩阵二者。

在本发明的一个实施例中，所述控制器被进一步配置成确定基于第一差错测量的对第二预编码矩阵的预期更新造成在所述通信信道的至少一个识别的通信信道上的传输功率掩模违反，然后降低用于所述通信信道的相应的至少一个选定通信信道的至少一个直接信道增益，以排除在至少一个经标识的通信信道上的传输功率掩模违反。

在本发明的一个实施例中，所述控制器还被配置成确定至少一个直接信道增益的直接信道增益将被降低至超过给定阈值，然后基于未预编码的导频信号或完全预编码的导频信号在所述相应的通信信道上的传输期间所执行的新的第二差错测量并且通过将新的矩阵分解成新的三角矩阵和新的单位矩阵来对第一和第二预编码矩阵两者进行重新初始化，以及接下来还原用于所述相应的通信信道的初始直接信道增益。

在本发明的一个实施例中，所述控制器还被配置成相对于相应的传输功率掩模将针对相应的通信信道的初始直接信道增益降低给定的余量。

在本发明的一个实施例中，控制器还被配置成确定基于第一差错测量的对第二预编码矩阵的预期更新造成在通信信道中的至少一个识别的通信信道上的传输功率掩模违反，然后基于未预编码的导频信号或完全预编码的导频信号在相应的通信信道上的传输期间所执行的新的第二差错测量并且通过将新的矩阵分解成新的三角矩阵和新的酉矩阵来对第一和第二预编码矩阵进行重新初始化。

在本发明的一个实施例中，第一导频信号在共用的离散多音调DMT符号上与第二导频信号或第三导频信号频率复用在一起

在本发明的一个实施例中，第一导频信号在不同的离散多音调DMT符号上与第二导频信号或第三导频信号时间复用在一起

这样的控制器和非线性预编码器典型地形成接入节点的一部分，接入节点支持在诸如DSLAM、以太网交换机、边缘路由器等等的接入装备上与用户设备的有线通信，并且被布置在CO处或者被布置为靠近订户住所的光纤馈送的远程单元(街道柜、线杆柜、建筑物柜等)。

根据本发明的另一方面，定义了一种导频生成器，该导频生成器用于与用于对在相应的通信信道上将被传输的传输样本进行联合预处理以用于串扰减轻的非线性预编码器一起使用的。非线性预编码器包括：第一非线性预编码级，第一非线性预编码级被配置成根据第一三角预编码矩阵来操作并且包括模函数，第一非线性预编码级随后是第二线性预编码级，第二线性预编码级被配置成根据第二预编码矩阵来操作。导频生成器被配置成生成第一导频信号用于由第二预编码级进行预处理，仅用以产生部分预编码的导频信号以用于在相应的通信信道上的进一步传输；以及进一步用于仅基于部分预编码的导频信号在相应的通信信道上的传输期间所执行的第一差错测量来更新第二预编码矩阵。

根据本发明的导频生成器的实施例对应于网络单元的上述实施例。

根据本发明的又一方面，定义了一种用于控制非线性预编码器的方法，非线性预编码器用于对将在相应的通信信道上被传输的传输样本进行联合预处理以用于串扰减轻，非线性预编码器包括：第一非线性预编码级，第一非线性预编码级被配置成根据第一三角预编码矩阵来操作并且包括模函数，第一非线性预编码级随后是第二线性预编码级第二线性预编码级被配置成根据第二预编码矩阵来操作。方法包括：生成第一导频信号用于由第二预编码级进行预处理，仅用以产生部分预编码的导频信号以用于在相应的通信信道上的进一步传输，并且在保持第一预编码矩阵不变的同时、基于部分预编码的导频信号在相应的通信信道上的传输期间所执行的第一差错测量来更新第二预编码矩阵。

根据本发明的方法的实施例对应于网络单元的上述实施例。

本发明提出在收发器链中的不同位置处插入导频信号，以测量相应的残余串扰以便获得不同级联的信道的估计，并且接下来应用此信息用于以低复杂度的方式更新预编码器块之一。剩余的预编码器块保留不变，并且只在达到一定的阈值时才被更新。剩余块的较少更新降低了复杂性，以及与远端接收器的开销信令量。

更具体地，通过在L和Q之间插入导频信号来规避模运算在导频序列上的影响。人们然后获得部分预编码的导频信号。被测量的残余信道与HQ成正比而不是传统的HQL。

更新机制将只通过低复杂度的操作来更新Q，并将保留L不变。这意味着：Q将不再是单位。只要由于Q的更新引起的传输功率增加保持在界限内，则这就不是一个问题。

如果由于Q的更新引起的传输功率增加超过某一阈值，则执行新的分解以获得新的单位矩阵Q和新的下三角矩阵L。这种新的分解通常需要较高复杂度的操作。此外，通常也需要与远端接收机的通信以便发信号通知直接信道增益中的变化。

附图说明

通过参照以下结合附图进行的实施例的描述，本发明的上述和其它目的和特征将变得更加明显，并且本发明本身将得到最好的理解，在附图中：

图1表示接入装备的概览；

图2表示按照本发明的用于非线性预编码器的参考模型；

图3表示按照本发明的接入节点的进一步细节；并且

图4表示按照本发明的当预编码器被更新时20条矢量化线路的信噪比(SNR)在时间上演化的图。

具体实施方式

在图1中可以看到接入装备1，其包括：在CO处的网络单元10；DPU 20，其经由一条或多条光纤被耦合到网络单元10，并且还经由铜环路装备被耦合到在各种用户驻地处的用户驻地设备(CPE)30。

铜环路装备包括：公共接入部分40，其中用户线路相互紧密靠近并且因此相互引起串扰；以及专用环路部分50，用于到用户驻地的最终连接。传输介质一般由铜无屏蔽双绞线(UTP)构成。

DPU 20包括矢量化处理单元，用于联合处理在环路装备上发送或从环装备接收的数据符号，以便减轻在公共接入部分中所引起的串扰，并且增加在各个用户线路上可达到的通信数据速率。

在图2中可以看到，在环路装备上的使用用于减轻环路装备内所引发的串扰的非线性预编码器的数据通信系统300的概念性表示。

为了现有技术的讨论而引入的数学符号仍然被遵循。

发送矢量U包括通过相应的通信信道而将被传输的相应传输频率样本(用户或控制数据)，发送矢量U被输入到非线性预编码器，该非线性预编码器包括：第一非线性预编码级301和第二线性预编码级302。第一非线性预编码级301使用第一下三角和单位对角线预编码矩阵L和模函数Γ，并且将部分预编码的矢量X’输出到第二线性预编码级302。第二线性预编码级302使用第二单位或不完全单位矩阵Q，并且输出完全预编码的矢量X以用于通过MIMO信道303进一步传输，MIMO信道303由信道矩阵H＝D(I+C)＝DR^*Q^*来表示。

有噪声的所接收的矢量Y经过均衡级304和305，有噪声的所接收的矢量Y包括通过相应的通信信道接收并且通过一些加性高斯白噪声源Z而被损坏的频率样本。对应于典型频率均衡步骤(FEQ)的第一均衡级304使用对角矩阵D^-1，并且输出部分均衡的接收矢量Y’。第二均衡级305使用另一对角矩阵S^-1，S^-1的元素是R^*的对角元素。第一和第二均衡级304和305可以组合成一个单个均衡级D^-1S^-1或S^-1D^-1。被适当地均衡的频率样本然后经过模函数Γ以产生用于由判决级307(或解调器)处理的矢量以产生传输矢量U的估计

本发明提出将第一导频信号X1插入在第一预编码级301和第二预编码级302之间以用于以低复杂度的方式更新第二预编码矩阵Q。第一导频信号X1由第一导频生成器311生成，并且通过多路复用器321与部分预编码的数据信号X’组合在一起。导频信号X1仅由第二预编码级302处理以产生部分预编码的导频信号。

为了得到信道矩阵H的估计，第二导频生成器312生成不需经过第一预编码级301和第二预编码级302就在信道H上传输的第二导频信号X2，以产生未预编码的导频信号。第二导频信号X2在信道H上的传输之前通过多路复用器322与完全预编码的信号X组合。第二导频信号X2被用于对通过QR矩阵分解的预编码矩阵L和Q进行适当地初始化。

多路复用器321和322在特定的音调和/或特定的DMT符号上将相应的数据信号与相应的导频信号多路复用在一起。

现在根据通过第一导频信号X1更新第二预编码矩阵Q的过程给出进一步的细节。

预编码器包括在线性预编码器之后的非线性预编码器

$P=\hat{Q}\Gamma \left(\hat{L}\right)---\left(11\right),$

其中：H＝DSL^-1Q^*(12)，并且其中和表示实际信道矩阵L和Q的估计。

接收机补偿相应的直接信道增益D和预编码增益S，并且在接收符号上应用模运算Γ。整个系统模型是：

$\hat{Y}=\Gamma \left(S^{-1}{D}^{-1}\right(H\hat{Q}\Gamma \left(\hat{L}\right)U+Z\left)\right)=\Gamma \left(S^{-1}{D}^{-1}\right({\mathrm{DSL}}^{-1}Q*\hat{Q}\Gamma \left(\hat{L}\right)U+Z\left)\right)---\left(13\right)$

为了将线路中的模判决解耦合，预编码矩阵L需要在任何时候都基本上保持是三角的。另外，L的更新要求更新接收机处所使用的增益矩阵S。

预编码矩阵Q需要基本上保持单位性。只要任何后续PSD增加保持在界限内就允许Q从单位矩阵偏离。

因此，所提出的过程是在一个更规律的基础上更新Q，并且只是偶尔(例如，由Q的更新所造成的过高PSD增加所触发的)由QR矩阵分解导出新的{Q，L}对。在这一级处，新的缩放因子S还需要被发送到远程收发器。

在此方法中，导频被插入在两个位置中以获得不同的级联信道的估计。

以跟踪周期i，通过在预编码器之后插入导频信号(即未预编码的导频信号X2)并且将相应的用户线路上聚集的差错样本与对导频信号X2进行调制的相应的导频序列相关联来获得信道矩阵S^-1D^-1H＝L^-1Q^*的估计

类似地，通过在L和Q之间插入导频信号(即部分预编码的导频信号X1)并且将相应的用户线路上聚集的差错样本与对导频信号X1进行调制的相应的导频序列相关联来获得信道矩阵S^-1D^-1HQⁱ＝L^-1Q^*Qⁱ的估计Qⁱ表示以跟踪周期i在第二预编码级302内所使用的预编码矩阵。因为Qⁱ保持接近单位性，因此由于Q引起的功率增加是最小的。不需要模运算。导频序列之间的正交性被保留。

由于目的是使用Q用于跟踪在整个信道L^-1Q^*中的变化或残余，所以我们感兴趣的是整体的残差：

$E^i=R_{HO}^i{L}^i-I---\left(14\right)$

现在，我们要按照将残差Eⁱ压低的方式来更新Qⁱ⁺¹←Qⁱ：

Qⁱ⁺¹＝Qⁱ+αAⁱ>

为了保证收敛，可以对线性更新进行预处理。预处理需要通过未预编码的导频信号估计的未预编码的信道的情况。通过与变换矩阵相乘，更新被预先处理以具有导致稳定收敛的所需性质，诸如正定性。

另外，通过将Aⁱ与(Lⁱ)^-1相乘来移除L在收敛上的影响。注意：对单位对角三角矩阵求逆是低复杂度的，并且对于多个跟踪循环将Lⁱ保持静止。

利用预处理的线性更新，我们得到：

$A^i=-R_H^{i*}{E}^i{\left(L^i\right)}^{-1}=-R_H^{i*}(R_{HQ}^i-{\left(L^i\right)}^{-1})---\left(16\right),$

并且在下一个跟踪循环处的残差是：

或

$E^{i+1}=(I-{\mathrm{\alpha L}}^{-1}{Q}^{*}{R}_H^{i*})E^i=(I-{\mathrm{\alpha L}}^{-1}{L}^{-1*})E^i={(I-{\mathrm{\alpha L}}^{-1}{L}^{-1*})}^{i+1}{E}^0---\left(17\right)$

由于L^-1L^-1*的特征值为正，所以存在一个α，对于其而言(I-αL^-1L^-1*)的特征值在0和1之间，导致收敛。

在图3中可以看到有关根据本发明的非线性预编码器和导频生成器的特定实现的进一步细节。

DPU 100包括：

–收发器110；

–矢量化处理单元(VPU)120；以及

–矢量化控制单元(VCU)130，用于控制VPU 120的操作。

DPU 100还可以包括用于从上行接收信号中移除串扰的后编码器。相应的块具有在图3中被有意地删去，因为它们对于本发明而言是不相关的。

收发器110被分别耦合到VPU 120以及到VCU 130。VCU 130还被耦合到VPU 120。

收发器110分别包括：

–数字信号处理器(DSP)110；以及

–模拟前端(AFE)112。

DPU 100通过相应的用户线路L被耦合到CPE 200，其被假设形成同一矢量化群组的一部分。

CPE 200包括相应的收发器210，收发器210各自包括：

–数字信号处理器(DSP)211；以及

–模拟前端(AFE)212。

AFE 112和212各自包括：数模转换器(DAC)和模数转换器(ADC)；传输滤波器和接收滤波器，用于将信号能量限定在合适的通信频带中，同时拒绝带外干扰；线路驱动器，用于对传输信号进行放大并且用于驱动传输线路；以及低噪声放大器(LNA)，用于以尽可能小的噪声对接收信号进行放大。

在下行和上行通信在不同的和不重叠的频带中通过相同的传输介质同时操作的频分双工(FDD)操作的情况下，AFE 112和212还包括：混合器，其用于将发射器输出耦合到传输介质，并将传输介质耦合到接收器输入，同时实现低发射器-接收器耦合比。AFE可以进一步容纳回声消除滤波器，以在进一步程度上减少耦合比。

在下行和上行通信在相同频带上但在不同的和非重叠时隙中进行操作的时分双工(TDD)操作的情况下，可以有利地省略混合器，因为发射器和接收器操作在交替模式中：在发射电路活跃的时候接收电路被关闭(或接收信号被丢弃)，并且反之，在接收电路活跃的时候发射电路被关闭。

AFE 112和212还包括用于适应于传输介质的特性阻抗的阻抗匹配电路，用于削剪在传输介质上发生的任何电压或电流浪涌的削波电路，以及用于将收发器从传输介质直流隔离的隔离电路(通常为变压器)。

DSP 111和211被配置成操作下行和上行通信信道以用于通过传输介质传送用户业务。传输介质可以是任何类型，包括一个或多个非屏蔽双绞线(UTP)，同轴电缆，电力线等。

DSP 111和211还被配置成对被用来传送控制业务(诸如诊断或管理命令和响应)的下行和上行通信信道进行操作。在传输介质上将控制业务与用户业务复用。

更具体地，DSP 111和211用于将用户数据和控制数据编码并且调制成数字数据符号，并且用于从数字数据符号解调和解码用户数据和控制数据。

典型地在DSP 111和211中执行以下传输步骤：

–数据编码，诸如数据复用、成帧、加扰、差错校正编码和交织；

–信号调制，包括以下步骤：根据载波排序表来对载波进行排序；根据已排序的载波的比特载荷来对已编码的比特流进行解析；以及将每一比特块映射到适当的(具有相应的载波幅度和相位的)传输星座点上，可能利用栅格编码；

–信号缩放；

–快速傅里叶逆变换(IFFT)；

–循环前缀(CP)插入；以及可能地

–形成时间窗口(time-windowing)。

典型地在DSP 111和211中执行以下接收步骤：

–CP移除；以及可能地形成时间窗口；

–快速傅里叶变换(FFT)；

–频率均衡(FEQ)；

–信号解调和检测，包括以下步骤：将合适的星座网格应用到每个和每一个经均衡的频率样本应用，其模式取决于相应的载波比特载荷；检测所期望的传输星座点和对应的传输比特序列，可能利用网格(trellis)解码；以及根据载波排序表来对所有检测的比特块进行重排序；以及

–数据解码，比如数据解交织、差错校正、去扰、帧界定和解复用。

可以省略这些传输或接收步骤中的一些步骤，或者可以存在一些附加的步骤，这取决于所使用的确切数字通信技术。

DSP 111还被配置来生成前述导频矢量X1和X2的相应组分，并因此按照图2中的导频生成器来动作。DSP 111由VCU 130利用被用于导频信号X1和X2的调制的相应正交导频序列来配置。

作为说明性实施例，导频信号X1和X2在诸如所谓的SYNC(同步)符号之类的公共符号位置上并在被交织在一起的两个专用载波集合{k1}和{k2}上被递送。选择集合{k1}和{k2}的抽取因子以使得小于串扰信道的预期频率相干，以便允许频率上的内插。

载波{k1}和{k2}的集合由VCU 130配置，或者可替代地，集合{k1}和{k2}对DSP 111而言是初步知晓的。VCU 130还可以配置符号位置以被用于导频传输，或者可替换地，这些符号位置对DSP 111而言是初步知晓的。

导频信号X1和X2也可以在同一组载波上不同符号位置上被运送。符号位置的第一集合{m1}被保留用于导频信号X1的传输，而符号位置的另一集合{m2}被保留用于导频信号X2的传输。

然后VCU 130将用分别被用于导频信号X1和X2的传输的符号位置的集合{m1}和{m2}来配置DSP 111，或者可替换地，集合{m1}和{m2}对DSP 111而言是初步知晓的。

VPU 120是用于联合处理传输矢量U的分量，以便预补偿将到来的串扰的估计。VPU 120包括串联耦合到第二线性预编码级122的第一非线性预编码级121。

第一预编码级121被配置成通过与第一下三角与单位对角线预编码矩阵L相乘来处理输入矢量(当前为传输矢量U)并且包括模函数。将三角矩阵L的每一行乘以输入矢量，并且在处理L的下一行之前将结果通过模函数进行处理并替换原始未预编码的样本。

第二预编码级122被配置成通过与第二单位(或不完全单位)矩阵Q相乘来处理输入矢量(当前为部分预编码的发射矢量X′＝Γ(L)U或未预编码的导频矢量X1)，以产生完全预编码的发射矢量X＝QГ(L)U或部分预编码的导频矢量QX1。

发射矢量U与导频矢量X1和X2一起被输入到VPU 120。完全预编码的传输矢量X、部分预编码的导频矢量QX1和未预编码的导频矢量X2被返回到DSP 111i用于快速傅立叶逆变换(IFFT)以及在相应的用户线路上的进一步传输。

VPU 120由VCU 130用由导频信号X1和X2使用的相应载波集合{k1}和{k2}以及被用于导频传输的符号位置来配置。用于X1导频传输的频率样本，也就是说属于集合{k1}并对应于已被标记为被保留用于导频传输的符号位置的频率样本，将不通过第一非线性预编码级121进行处理，但将透明地被传递到第二线性预编码级122用于进一步处理(参照图3中的虚线)。用于X2导频传输的频率样本，也就是说属于集合{k2}并对应于已被标记为被保留用于导频传输的符号位置的频率样本，将不通过第一非线性预编码级121和第二线性预编码级122的任一个进行处理，并将透明地未预编码地被返回到DSP 111。

可替代地，DSP 111可以在导频符号位置期间不发送用于集合{K2}的任何频率样本——因为预计VPU 120不会处理它们，或者可以在导频符号位置期间发送用于集合{K2}的空闲频率样本，并用它们的初始值覆盖预编码频率样本以产生未预编码的导频信号。

VCU 130基本上用于配置导频信号X1和X2，并且用于初始化或更新分别由第一预编码级121和第二预编码级122使用的预编码矩阵L和Q。

VCU 130配置载波的集合{k1}和{k2}、要被相应的导频信号X1和X2使用的符号位置和导频序列。在给定的符号周期m期间在频率索引k处在特定传输线路L上传输的导频位被表示为导频序列是相互正交的，并且包括在M个符号周期上将被传输的M个导频数字(M大于矢量化群组的大小)。

接着，VCU 130聚集由远程收发器210在导频信号X1和X2的检测期间所测量的相应的限幅器差错。由收发器210i在符号周期m期间在频率索引k处在受扰线路上所测量的限幅器差错被表示为收发器210向DPU 100被进一步向VCU 130报告限幅器差错的实部和虚部二者。

可替代地，收发器210可以在限幅到DPU 100之前返回原始接收的频率样本。VCU 130接着基于相应的传输样本的精确知识来确定限幅器差错。

最后，VCU 130将在一个完整采集周期上在受扰线路Li上所测量的M个差错测量与在干扰线路Lj上传输的导频序列的M个相应的导频位进行相关，以获得在频率索引k处从干扰线路Lj到受扰线路Li的串扰估计。由于导频序列是相互正交的，来自其它干扰线路的贡献在此相关步骤之后降低到零。

基本上，基于这些相关结果来计算或更新矩阵L和Q。取决于导频注入点，相关结果的含义是不同的。考虑导频信号X1，归一化的相关产生级联的信道S^-1D^-1HQ的残余串扰R_HQ；考虑导频信号X2，归一化的相关产生信道S^-1D^-1H的标称串扰，且进一步它的QR矩阵分解以产生单位矩阵Q，具有单位对角线L的下三角矩阵，以及缩放对角矩阵S。缩放矩阵S^-1的组分r_ii^-1将被返回到相应的DSP>

在替代实施例中，第二导频产生器312可以被第三导频生成器313替换或者与之组合，第三导频生成器313生成第三导频信号X3以用于由第一预编码级301以及接下来的第二预编码级302处理，以产生完全预编码的导频信号QГ(L)X3。第三导频信号X3通过多路复用器323与未预编码的信号U组合(参见图2中的虚线框)。

差错样本与相应的导频序列的相关将由此产生级联的信道HP的残余串扰，并且可以被用来例如通过迭代更新算法更新整个预编码P，并接着继续已更新的矩阵P的QR矩阵分解以产生新的单位矩阵Q、具有单位对角线L的新的下三角矩阵、以及新的缩放对角矩阵S。

VCU 130还被配置成确定是否有矩阵Q的任何行范数超过可应用传输PSD掩模(可能包括一些附加的余量)。如果是这样，则VCU 130缩小传输矢量U的一个或多个选定分量从而避免PSD验码违反。VCU 130基于公平性准则来选择要被缩小的分量，并且可能基于例如要被实现的服务等级等等之类的一些进一步的准则来选择要被缩小的分量。

如果所需信号缩小太重要，导致在一个或多个用户线路上的不可接受的数据速率降低，则触发一个新的QR矩阵分解以恢复矩阵Q的单位属性，并且缩放因子被恢复到它们的初始值，通常为1。

缩放因子可以由相应的DSP 111来实现，或者可以作为新的前期(upfront)对角矩阵形成VPU 120的一部分。此外，这些缩放因子，像因子r_ii^-1，将被传送到相应的收发器200。

初始缩放因子可以被设置为严格低于1的值，例如0.95，以便让矩阵Q从单位矩阵稍微偏离而没有任何信号缩小。由此初始数据速率将是次优的，然而这样的方案是有利的，因为不存在与远程收发器200的信令开销。

图4中绘制的是按照本发明在Q的连续更新后的20个矢量化线路的SNR的演化。如可以看到的那样，阈值2允许由于非单位Q引起的3dB传输功率增加，用于重新初始化L和Q的新的QR矩阵分解不需要太频繁，目前在跟踪周期182和457。

因此，描述了一种新的方法，其中使用单个矩阵Q跟踪信道变化或残余估计差错，同时更长时间段地将L保持固定。这种方法证明理论上是可行的。它需要两个估计：用于预处理的未预编码的导频，以及在Q和L之间用于以快节奏跟踪Q的部分预编码的导频。然后使用QR矩阵分解以较慢节奏更新L——例如每当Q的行范数超过一定值时。

应当注意，术语“包括”不应该被解释为限于其后所列出的装置。因此，表述“一个设备包括装置A和B”的范围不应该被限制为仅由部件A和B组成的设备。它意味着，关于本发明，设备的相关部件是A和B。

还应当注意，术语“耦合”不应被解释为仅限于直接连接。因而，表述“耦合到设备B的设备A”的范围不应被限定于其中设备A的输出直接连接到设备B的输入和/或反之亦然。它意味着A的输出和B的输入之间存在路径，和/或反之亦然，其可以是包括其它设备或装置的路径。

说明书和附图仅仅说明本发明的原理。因此，将理解的是，本领域的技术人员将能够设计尽管在本文中没有明确地描述或示出但体现了本发明的原理以及包括在本发明范围内的各种布置。此外，本文所记载的所有示例都主要旨在明确地仅用于教学目的，以帮助读者理解本发明的原理和发明人为推动本领域而提供的概念，并且应被解释为不限于这些具体记载的示例和条件。而且，所有在这里记载的本发明的原理、方面和实施例及其特定示例旨在包含其等价物。

通过使用专用硬件以及与合适的软件关联的能够执行软件的硬件，可以提供附图中所示出的各种要素的功能。当由处理器提供功能时，可以由单个专用处理器，或由单个共享处理器或由多个单独处理器(其中的一些可以共享)提供该功能。此外，处理器不应该被解释为专指能够执行软件的硬件，并且可以隐含地包括(但不限于)数字信号处理器(DSP)硬件、网络处理器、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)等。还可以包括其它的常规和/或定制的硬件、诸如只读存储器(ROM)、随机存取存储器(RAM)和非易失性存储器。