一种无位置传感器无刷直流电机的无硬件滤波换相方法

摘要

一种无位置传感器无刷直流电机的无硬件滤波换相方法，涉及无刷直流电机控制技术领域，采用H_ON‑L_PWM调制方式，步骤如下：判断电机驱动逆变器下桥PWM是否为导通状态；若为“是”，根据公式：进行判断；上桥臂换相时、计算关断相续流持续时间tu，下桥臂换相时、计算关断相续流持续时间td，随后换相；采用本发明的直流电机控制器，在功能达到预定需求的情况下可省去硬件滤波电路部分，降低成本、节约空间，且可避开PWM开关噪声和换相时电流续流噪声的干扰。

说明书

技术领域

本发明涉及无刷直流电机控制技术领域，详细的讲是一种电机反电动势过零点判断精准、电机三相换相时刻正确、能够通过软件滤除干扰的无位置传感器无刷直流电机的无硬件滤波换相方法。

背景技术

无刷直流电机结构简单且稳定可靠，与传统的有刷直流电机相比，其安全、无火花且效率更高，但由于位置传感器的安装既增加了电机的体积、提高了成本，又会增加信号线的数量，使电机的可靠性降低，近年来无位置传感器无刷直流电机的控制和电机的换相方法成为许多专家学者的研究热点。

反电动势法是现在得到普遍应用的方法之一，对于使用最多的星形连接二二导通三相六状态工作方式，除换相瞬间，均存在一相非导通相。因此，可通过非导通相反电动势的变化情况来得到反电动势的过零点，进而可得到正确的换相时刻。有一种方法是不通过电机的中性点电压，直接检测PWM为OFF时刻的反电动势来获得过零点信号，从而正确换相，对高频噪声不敏感且不需要硬件滤波电路，但该方法在PWM全开时无法工作。还有一种改良后的基于扩展卡尔曼滤波的反电动势检测方法，该方法相比而言有较多的运算模块，对控制芯片的运算能力提出了较高要求，增加了控制成本。有人提出了一种利用反电动势的特点基于坐标变换来构建转子位置信号，实现正确换相的方法。有人设计了一种固定相位滞后的低通滤波器电路，来提取反电动势的基波信号。还有人提出了一种改进的通过检测电机线电压来计算得到反电动势过零点和一种利用线反电动势过零原理来获得换相时刻的方法。但由于PWM开关噪声的存在以及换相瞬间电流续流产生的噪声，上述三种方法均建立在通过硬件电路进行滤波的基础上。深度的低通滤波会带来较大的相位延迟，若滤波不彻底仍会带来噪声，产生误判断。

为补偿深度低通滤波电路带来的相位延迟，上述产生相位延迟的方法均同时提出了各自的补偿方法。此外，也有许多人专门针对相位误差和其补偿方法进行了讨论。有一种方法是利用端电压偏差能够反映转子位置信号相移，通过PI调节器予以消除。还有一种方法是利用非导通相续流电流的偏差能够反映转子信号相位误差，同样通过PI调节器进行补偿，实现正确换相。以上方法虽然对相位误差进行了补偿，但这样不仅在硬件上增加了复杂的滤波电路，在软件上增加了计算量，而且在PWM调制方式等使用条件有着一定的限制，使该方法产生了一定的局限性。

发明内容

本发明的目的是解决上述现有技术的不足，提供一种电机反电动势过零点判断精准、电机三相换相时刻正确、能够通过软件滤除干扰的无位置传感器无刷直流电机的无硬件滤波换相方法。

本发明解决上述现有技术的不足所采用的技术方案是：

无位置传感器无刷直流电机无硬件滤波换相方法，采用H_ON-L_PWM调制方式，其特征在于包括如下步骤：

1)在ADC中断中采集电机三相电压和电流值，再检测电机控制器控制芯片的PWM模块寄存器的状态，判断电机驱动逆变器下桥PWM是否为导通状态(简称为PWM为ON状态)；

2)若为“否”，说明此时不应进行反电动势过零点判断，退出ADC中断，重复步骤1)的操作；若为“是”，说明此时应进行反电动势过零点判断，根据公式：进行反电动势过零点判断；

3)将控制芯片记录的上一步换相延时时间、与新检测到的当前换相延时时间作平均值，将其作为新的换相延时时间，进行换相延时修正；

4)在进行上述操作期间，若定时器达到定时周期预定值，则进入定时器中断，进行定时计数操作；

5)在步骤2)判断到达过零点后，判断定时计数值是否达到修正后的换相延时的时刻，若为“否”，则退出定时器中断重新等待进入定时器中断判断，再次进行定时计数操作；若为“是”，则利用ADC中断中采集的电机三相电流值，当上桥臂换相时，通过上桥臂续流时间表达式计算关断相续流持续时间t_u，当下桥臂换相时，通过下桥臂续流时间表达式对关断相续流持续时间t_d进行计算，随后进行换相操作；

6)换相完成后对定时计数值是否达到刚刚所计算的相应换相桥臂的续流时间t_u(t_d)进行判断，若为“否”，说明仍在续流期间，则退出定时器中断，并重新进入定时器中断，进行定时计数操作，并再次进行判断定时计数值是否达到续流时间t_u(t_d)；若为“是”，说明已完成续流，干扰消除，退出定时器中断，本次换相循环结束，进行下一次换相循环。

其中，进入ADC中断的频率远大于进入定时器中断的频率，从而保证定时器所采用的电压电流值都是实时变化的。

e_a、e_b、e_c为定子绕组相反电动势；u_ao、u_bo、u_co为三相绕组输出端对直流电源地的电压，即各相的端电压；U_S表示直流电源对直流电源地电压；L为每相绕组的自感与互感之差；I为换相前A相中电流的稳态值；d为PWM占空比。

本发明中，由于步骤1)的电机驱动逆变器下桥PWM的ON状态的判断是在无位置传感器无硬件滤波电路的情况下通过对非导通相端电压进行定区间检测；步骤5)及步骤6)对于是否达到续流时间t的判断，是对换相时的续流噪声采取适当的延时操作来避开其干扰从而精准确定换相时刻。因此通过软件滤波的方法克服了现有技术中有硬件滤波的情况下带来的相位延迟的问题，采用本发明的直流电机控制器，在功能达到预定需求的情况下可省去硬件滤波电路部分，降低成本、节约空间，且可避开PWM开关噪声和换相时电流续流噪声的干扰。

附图说明

图1为基于端电压的无刷直流电机反电动势检测电路。

图2为理想反电动势波形图。

图3为H_ON-L_PWM调制方式下开关管导通图。

图4为H_ON-L_PWM调制方式占空比d不为100％时部分B、C相导通-B、A相导通-C、A相导通-C、B相导通-A、B相导通-部分A、C相导通期间C相端电压波形图。

图5为H_ON-L_PWM调制方式占空比d不为100％时A、B相导通VT₆开启时等效电路图。

图6为H_ON-L_PWM调制方式占空比d不为100％时A、B相导通VT₆关断时等效电路图。

图7为A相、C相导通换为B相、C相导通后的电流流向示意图，其中(a)为PWM为ON时的电流流向示意图，(b)PWM为OFF时的电流流向示意图。

图8为C相、A相导通换为C相、B相导通后的电流流向示意图，其中(a)为PWM为ON时的电流流向示意图，(b)为PWM为OFF时的电流流向示意图。

图9为本发明中断流程图。

图10为固定占空比d但不同负载下的电机C相端电压波形放大图，其中(a)为d＝0.5，母线电流I_S＝0.1A时的波形放大图，(b)为d＝0.5，母线电流I_S＝0.3A时的波形放大图，(c)为d＝0.5，母线电流I_S＝0.6A时的波形放大图。

图11为固定负载但不同占空比d下的电机C相端电压波形放大图，其中(a)为d＝0.4，母线电流I_S＝0.26A时的放大图，(b)为d＝0.6，母线电流I_S＝0.37A时的放大图，(c)为d＝0.8，母线电流I_S＝0.49A时的放大图。

具体实施方式

无位置传感器无刷直流电机无硬件滤波换相方法，采用H_ON-L_PWM调制方式，其特征在于包括如下步骤：

1)在ADC中断中采集电机三相电压和电流值，再检测电机控制器控制芯片的PWM模块寄存器的状态，判断电机驱动逆变器下桥PWM是否为导通状态(简称为PWM为ON状态)；

2)若为“否”，说明此时不应进行反电动势过零点判断，退出ADC中断，重复步骤1)的操作；若为“是”，说明此时应进行反电动势过零点判断，根据公式：进行反电动势过零点判断；

3)将控制芯片记录的上一步换相延时时间、与新检测到的当前换相延时时间作平均值，将其作为新的换相延时时间，进行换相延时修正；

4)在进行上述操作期间，若定时器达到定时周期预定值，则进入定时器中断，进行定时计数操作；定时周期大于其本身中断子程序执行周期，周期越短越好；

5)在步骤2)判断到达过零点后，判断定时计数值是否达到修正后的换相延时的时刻，若为“否”，则退出定时器中断重新等待进入定时器中断判断，再次进行定时计数操作；若为“是”，则利用ADC中断中采集的电机三相电流值，当上桥臂换相时，通过上桥臂续流时间表达式计算关断相续流持续时间t_u，当下桥臂换相时，通过下桥臂续流时间表达式对关断相续流持续时间t_d进行计算，随后进行换相操作；

6)换相完成后对定时计数值是否达到刚刚所计算的相应换相桥臂的续流时间t_u(t_d)进行判断，若为“否”，说明仍在续流期间，则退出定时器中断，并重新进入定时器中断，进行定时计数操作，并再次进行判断定时计数值是否达到续流时间t_u(t_d)；若为“是”，说明已完成续流，干扰消除，退出定时器中断，本次换相循环结束，进行下一次换相循环。

其中，进入ADC中断的频率远大于进入定时器中断的频率，从而保证定时器所采用的电压电流值都是实时变化的。

e_a、e_b、e_c为定子绕组相反电动势；u_ao、u_bo、u_co为三相绕组输出端对直流电源地的电压，即各相的端电压；U_S表示直流电源对直流电源地电压；L为每相绕组的自感与互感之差；I为换相前A相中电流的稳态值；d为PWM占空比。

本发明中，由于步骤1)的电机驱动逆变器下桥PWM的ON状态的判断是在无位置传感器无硬件滤波电路的情况下通过对非导通相端电压进行定区间检测；步骤5)及步骤6)对于是否达到续流时间t的判断，是对换相时的续流噪声采取适当的延时操作来避开其干扰从而精准确定换相时刻。因此通过软件滤波的方法克服了现有技术中有硬件滤波的情况下带来的相位延迟的问题，采用本发明的直流电机控制器，在功能达到预定需求的情况下可省去硬件滤波电路部分，降低成本、节约空间，且可避开PWM开关噪声和换相时电流续流噪声的干扰。

本发明的原理及效果分析如下：

本发明应用的基础建立在使用端电压法检测反电动势过零点的基础上，其主电路原理图如图1所示。

根据电路图，可以得出无刷直流电机的三相绕组端电压的方程组为

$>\left(\begin{array}{c}{u}_{ao}=i_a{R}_s+L\frac{{\mathrm{di}}_a}{dt}+e_a+u_N\\ u_{bo}=i_b{R}_S+L\frac{{\mathrm{di}}_b}{dt}+e_b+u_N\\ u_{co}=i_c{R}_s+L\frac{{\mathrm{di}}_c}{dt}+e_c+u_N\end{array}\right)---\left(1\right)$>

式中u_ao、u_bo、u_co为三相绕组输出端对直流电源地的电压，即各相的端电压；i_a、i_b、i_c为定子绕组相电流；R_S为每相绕组的电阻；L为每相绕组的自感与互感之差；e_a、e_b、e_c为定子绕组相反电动势；u_N为三相绕组中性点N对电源地的电压。

电机导通方式采用二二导通三相六状态，以A、B相导通为例，即VT₁和VT₆导通。因此可得电流关系为

i_a＝-i_b，i_c＝0(2)

根据C相电流为零，可由式(1)的第三项得

u_co＝e_c+u_N(3)

另外可根据理想梯形反电动势波形得，在C相反电动势的过零点处

e_a+e_b+e_c＝0(4)

于是将式(1)的前两项与式(3)相加，并代入式(4)可算出中性点电压

$>u_N=\frac{1}{3}(u_{ao}+u_{bo}+u_{co})---\left(5\right)$>

因此由式(3)和式(5)可得C相反电动势过零检测方程

$>e_c=u_{co}-u_N=u_{co}-\frac{1}{3}(u_{ao}+u_{bo}+u_{co})---\left(6\right)$>

同理可得在其它导通情况下的A相、B相反电动势过零检测方程，整理可得

$>\left(\begin{array}{c}{e}_a=u_{ao}-\frac{1}{3}(u_{ao}+u_{bo}+u_{co})\\ e_b=u_{bo}-\frac{1}{3}(u_{ao}+u_{bo}+u_{co})\\ e_c=u_{co}-\frac{1}{3}(u_{ao}+u_{bo}+u_{co})\end{array}\right)---\left(7\right)$>

进一步可得，在A、B相导通，C相反电动势过零时

e_a＝-e_b(8)

由式(1)、式(2)、式(3)和式(8)联立可得在过零点附近简化的过零点检测表达式：

$>\left(\begin{array}{c}{e}_a=u_{ao}-\frac{1}{2}(u_{bo}+u_{co})=0\\ e_b=u_{bo}-\frac{1}{2}(u_{ao}+u_{co})=0\\ e_c=u_{co}-\frac{1}{2}(u_{ao}+u_{bo})=0\end{array}\right)---\left(9\right)$>

式(9)的目的是检测反电动势过零点，因此当反电动势通过零点时，式(9)成立。此外由图1可得在A相、B相导通情况下有如下方程组

$>\left(\begin{array}{c}{u}_N=U_S-u_a=U_S-(i_a{R}_s+L\frac{{\mathrm{di}}_a}{dt}+e_a)\\ u_N=-u_b=-(i_b{R}_s+L\frac{{\mathrm{di}}_b}{dt}+e_b)\end{array}\right)---\left(10\right)$>

式中u_a、u_b为三相绕组中A、B相输出端对中性点N的电压，即相电压；U_S表示电源对电源地电压。由式(2)、式(8)、式(10)可得

$>u_N=\frac{1}{2}{U}_S---\left(11\right)$>

所以由式(3)、式(11)可得C相化简后的反电动势过零检测方程，进而可得到三相化简后的反电动势过零检测方程组为

$>\left(\begin{array}{c}{e}_a=u_{ao}-\frac{1}{2}{U}_S=0\\ e_b=u_{bo}-\frac{1}{2}{U}_S=0\\ e_c=u_{co}-\frac{1}{2}{U}_S=0\end{array}\right)---\left(12\right)$>

式(12)的目的是检测反电动势过零点，因此当反电动势通过零点时，式(12)成立。

图1中R₁＝R₃＝R₅＝R₇，R₂＝R₄＝R₆＝R₈，分压得到U_h，U_ao，U_bo，U_co后输入检测引脚，以便满足芯片ADC模块的测量范围要求。

图2所示为无刷直流电机在星形连接二二导通三相六状态的情况下，三相反电动势的理想波形。由图可知，以A相、B相导通情况为例，C相为非导通相，且处于图中0～60°电角度范围内，则若要判断换相点CP_c1，则只需判断C相反电动势e_c在0～60°电角度范围内的下降沿过零点ZC_c1何时出现，再根据定时计算向后延时30°电角度即为换相点CP_c1的时刻。

然而，实际应用中所测波形由于PWM开关和换相时电流续流噪声的存在，使得在理想反电动势波形的基础上又出现很多干扰反电动势过零点判断的噪声存在，因此在无硬件滤波电路的情况下对无位置传感器无刷直流电机进行控制产生了困难。下面分别对如何避开PWM开关噪声和换相时电流续流噪声的干扰进行分析说明。

1.软件滤除PWM开关噪声干扰

无刷直流电机的PWM调制方式有多种，例如：(1)ON_PWM开关管导通120°期间，前60°恒通，后60°进行PWM调制；(2)PWM_ON开关管导通120°期间，前60°进行PWM调制，后60°恒通；(3)H-ON_L-PWM上桥臂开关管保持恒通，下桥臂开关管进行PWM调制；(4)H-PWM_L-ON上桥臂开关管进行PWM调制，下桥臂开关管保持恒通；(5)H-PWM_L-PWM上下桥开关管均进行PWM调制。本发明选用最常用的调制方式之一，H_ON-L_PWM调制方式进行举例说明。其他PWM调制方式也可应用本发明进行控制。

当PWM占空比不为100％时，星形连接二二导通三相六状态的三相上下桥的开关管导通情况示意图可如图3所示。

结合图1和图3可知，VT₁、VT₃、VT₅是上桥臂，与电源正极相连；VT₄、VT₆、VT₂是下桥臂，与电源地相连。占空比d不为100％时的情况下C相端电压波形图如图4所示。图4涵盖导通状态有：部分B、C相导通→B、A相导通→C、A相导通→C、B相导通→A、B相导通→部分A、C相导通。现将结合等效电路说明部分A、B相导通区间波形形成原理。在H_ON-L_PWM调制方式下，若A相、B相导通，则VT₁处于一直开启的状态，VT₆则会根据PWM调制情况周期性的开启、关闭。图4中A、B相导通区间内，换相期间二极管续流影响产生的原因会在3.2节中进行分析。当VT₆开启时，电流通过电源正极→VT₁→A相→B相→VT₆→电源负极→电源正极形成回路，等效电路如图5所示，由于对本波形的产生影响不大，故在此忽略VT1和VT6的内阻，由式(12)的第三项可知u_co则会根据C相反电动势的变化规律逐步衰减；当VT₆关断时，电流通过A相→B相→VD₃→VT₁→A相形成PWM关断续流回路，由于上桥臂VT₁和VD₃的开启，下桥臂全部关断，C相直接与电源正极相连，电位与电源正极接近，等效电路如图6所示。

图4中，上斜边和下斜边的虚线部分为PWM全开时的波形，其与占空比d不为100％时的端电压波形重合的部分，也就是VT₆打开的时候，便是需要检测过零点的部分。以上升沿为例，采集过零点时是在高频中断中进行，故可以认为当u_co＝U_S/2时，便出现了过零点，开始进行延时操作。由于虚线与占空比d不为100％时的端电压波形重合的部分为断续单调递增的，故正确的过零点应该只有一个，即ZC_c2，而由于PWM调制的存在，使波形在重合部分以外的区域会有其它的上升下降沿，使得仅仅利用u_co与U_S/2的关系进行判断过零点时，会出现误判，例如会误判定ZC_c1为过零点，从而导致换相点不准。

因为PWM是由芯片所生成，故在此可以利用PWM本身的寄存器属性对波形进行定区间采样判断，以滤除非重合部分的干扰。举例来说，本发明所采用的芯片产生PWM波的原理为：基于芯片的系统时钟，PWM模块也会有一个时钟进行周期性的计数操作，在其中的一个常用模式下，PWM模块的计数器从0开始一直计数到某个所设定的阈值(称该值为YZ)，达到该阈值后又会进行递减操作，直到计数为0，周而复始。可以在0至YZ之间设定某个值(称该值为CMPA)，当PWM模块的计数器递增经过CMPA时，芯片会将对应的PWM输出引脚置位，当PWM模块的计数器递减经过CMPA时，会将对应的PWM输出引脚清零，则所输出的PWM占空比为((YZ-CMPA)/YZ)×100％。于是便可以利用当PWM模块的计数器值大于CMPA且小于等于YZ的这部分区间对端电压进行采样计算操作，这部分区间即对应于图4中的虚线与占空比d不为100％时的端电压波形重合的部分。推广开来说，绝大部分控制芯片都具有类似的功能，即可以一边生成PWM波形，一边在软件中断中对PWM相关寄存器的状态进行监测，从而进行相应的操作，因此此方法简便易操作的同时还具有较广的可实施性。

综上所述，通过芯片本身的特性是可以利用软件对实际的端电压中PWM开关噪声进行滤除的，进而准确的判断出过零点的位置，得到正确的换相时刻。滤除PWM开关噪声是完成准确换相操作的必要条件，除此之外，还需要滤除换相时的电流续流噪声方可满足能够准确换相的基本条件。

2.软件滤除换相时电流续流噪声

在星形连接二二导通三相六状态的无刷直流电机中，由于三相电感L的存在，换相时由导通变为不导通的绕组中电流无法瞬间衰减至零，而是会通过对应的与晶体管反并联的二极管进行续流，直至衰减至0。下面仍以H_ON-L_PWM调制方式为例进行说明。同样，其他PWM调制方式也可应用本发明进行控制。

(1)上桥臂换相

当A相、C相导通换为B相、C相导通，即VT₁关断VT₃打开时，续流情况如图7所示。图7(a)中，VT₂处于开启状态，A相续流电流通过A相→C相→VT₂→VD₄→A相形成回路，B、C相导通电流通过电源正极→VT₃→B相→C相→VT₂→电源负极→电源正极形成回路；图7(b)中，VT₂处于关闭状态，A相续流电流通过A相→C相→VD₅→电源正极→电源负极→VD₄→A相形成回路，B、C相电流续流通过B相→C相→VD₅→VT₃→B相形成回路。

如图7所示，根据电流流向情况，可判断出A、B、C三相的端电压值，并列出如下方程

$>\left(\begin{array}{c}0=i_a{R}_s+L\frac{{\mathrm{di}}_a}{dt}+e_a+u_N\\ U_S=i_b{R}_s+L\frac{{\mathrm{di}}_b}{dt}+e_b+u_N\\ (1-d)U_S=i_c{R}_s+L\frac{{\mathrm{di}}_c}{dt}+e_c+u_N\end{array}\right)---\left(13\right)$>

式中d为PWM占空比；u_ao、u_bo、u_co为三相绕组输出端对直流电源地的电压，即各相的端电压；i_a、i_b、i_c为定子绕组相电流；R_S为每相绕组的电阻；L为每相绕组的自感与互感之差；e_a、e_b、e_c为定子绕组相反电动势；u_N为三相绕组中性点N对电源地的电压。由于电机中绕组为较粗的铜导线，电阻很小，因此可忽略其每相绕组的电阻R_S，同时由基尔霍夫定律可得i_a+i_b+i_c＝0，将式(13)三相联立化简后可得

$>u_N=\frac{U_S(2-d)-e_a-e_b-e_c}{3}---\left(14\right)$>

因为续流是在很短的时间内进行的，并且各相的反电动势不会发生突变，因此可认为各相反电动势在续流过程中基本不变，设e_a＝e_b＝-e_c＝E，则可得

$>u_N=\frac{U_S(2-d)-E}{3}---\left(15\right)$>

将式(15)代入式(13)，忽略绕组电阻R_S的影响，可得发生续流相的电流i_n关于时间t_u的函数

$>i_a=-\frac{U_S(2-d)+2E}{3L}{t}_u+I---\left(16\right)$>

式中I为换相前A相中电流的稳态值。并且由于三相的反电动势在换相续流时不会发生突变，因此可认为E同时也是换相前各相反电动势的稳态值。又由于在占空比d下稳态工作有如下关系

U_Sd＝2IR_S+2E(17)

因为R_S已被忽略不计，所以化简后可得

$>E=\frac{U_{S}d}{2}---\left(18\right)$>

将式(16)和式(18)联立，当续流电流i_a降为0时，化简可得续流时间t_u的方程

$>t_u=\frac{3IL}{2U_S}---\left(19\right)$>

由式(19)可以看出在H_ON-L_PWM调制方式下，上桥臂换相时续流时间t_u只与换相前电流稳态值、绕组电感、母线电压有关，与PWM占空比无关。

(2)下桥臂换相

假设当C相、A相导通换为C相、B相导通，即VT₄关断VT₆打开时，续流情况如图8所示。图8(a)中，VT₆处于开启状态，A相续流电流通过A相→VD₁→VT₅→C相→A相形成回路，C、B相导通电流通过电源正极→VT₅→C相→B相→VT₆→电源负极→电源正极形成回路；图8(b)中，VT₆处于关闭状态，A相续流电流通过A相→VD₁→VT₅→C相→A相形成回路，C、B相电流续流通过C相→B相→VD₃→VT₅→C相形成回路。

如图8所示，根据电流流向情况，可判断出A、B、C三相的端电压值，并列出如下方程

$>\left(\begin{array}{c}{U}_S=i_a{R}_s+L\frac{{\mathrm{di}}_a}{dt}+e_a+u_N\\ (1-d)U_S=i_b{R}_s+L\frac{{\mathrm{di}}_b}{dt}+e_b+u_N\\ U_S=i_c{R}_s+L\frac{{\mathrm{di}}_c}{dt}+e_c+u_N\end{array}\right)---\left(20\right)$>

由于此时换相时-e_a＝-e_b＝e_c＝E，所以可得

$>u_N=\frac{U_S(3-d)+E}{3}---\left(21\right)$>

$>i_a=\frac{U_{S}d+2E}{3L}{t}_d-I---\left(22\right)$>

$>t_d=\frac{3IL}{2{\mathrm{dU}}_S}---\left(23\right)$>

由式(23)可以看出在H_ON-L_PWM调制方式下，下桥臂换相时续流时间t_d只与换相前电流稳态值、绕组电感、母线电压和PWM占空比有关。

本发明所提出的控制方法中，利用定时器产生一个固定周期的中断，通过在每次进入定时器中断中对一个计数变量进行累加赋值来记录电机运转30°、60°、90°、120°所经过了多少个定时器中断，从而得到相应的换相延时时间。而通过上文所推出的换相时续流所需的时间方程，便可以求出在换相后延时多少个定时器中断后再对上升、下降沿进行定区间采样，从而成功实现在没有硬件滤波电路的情况下，对无位置传感器无刷直流电机进行控制。图9为中断服务子程序流程图。此方法运算量小，节省硬件成本和空间体积，对于各类芯片均有良好的适用性，是一种可以广泛推广应用的控制方法。

3.无硬件滤波换相策略的编程实现

由于换相、反电动势过零点判断及本发明策略的实现主要是在中断程序中，所以给出中断程序的流程图，如图9所示。(1)在ADC中断中采集电机三相电压和电流值，再检测电机控制器控制芯片的PWM模块寄存器的状态，判断电机驱动逆变器下桥PWM是否为ON状态。(2)若为“否”，说明此时不应进行反电动势过零点判断，退出ADC中断，重复步骤1)的操作；若为“是”，说明此时应进行反电动势过零点判断，根据公式：进行反电动势过零点判断。(3)将控制芯片记录的上一步换相延时时间、与新检测到的当前换相延时时间作平均值，将其作为新的换相延时时间，进行换相延时修正。(4)在进行上述操作期间，若定时器达到定时周期预定值，则进入定时器中断，进行定时计数操作。(5)在步骤(2)判断到达过零点后，判断定时计数值是否达到修正后的换相延时的时刻，若为“否”，则退出定时器中断重新等待进入定时器中断判断，再次进行定时计数操作；若为“是”，则利用ADC中断中采集的电机三相电流值，当上桥臂换相时，通过上桥臂续流时间表达式计算关断相续流持续时间t_u，当下桥臂换相时，通过下桥臂续流时间表达式对关断相续流持续时间t_d进行计算，随后进行换相操作。(6)换相完成后对定时计数值是否达到刚刚所计算的相应换相桥臂的续流时间t_u(t_d)进行判断，若为“否”，说明仍在续流期间，则退出定时器中断，并重新进入定时器中断，进行定时计数操作，并再次进行判断定时计数值是否达到续流时间t_u(t_d)；若为“是”，说明已完成续流，干扰消除，退出定时器中断，本次换相循环结束，进行下一次换相循环。

其中进入ADC中断的频率远大于进入定时器中断的频率，从而保证定时器所采用的电压电流值都是实时变化的。

e_a、e_b、e_c为定子绕组相反电动势；u_ao、u_bo、u_co为三相绕组输出端对直流电源地的电压，即各相的端电压；U_S表示直流电源对直流电源地电压；L为每相绕组的自感与互感之差；I为换相前A相中电流的稳态值；d为PWM占空比。

有益效果

根据本发明，设计了一套无位置传感器无刷直流电机的控制系统。采用的芯片为TI公司生产的TMS320F28335DSP芯片，电机为一台功率为42W的极对数为2的无位置传感器无刷直流电机，额定转矩为0.1N·m，额定转速为4000r/min。

图10为在占空比为50％的情况下，对于不同负载采用本控制方法控制无位置传感器无刷直流电机运转的C相端电压波形放大图。其中利用一个I/O口在C相、B相导通切换至A相、B相导通后，C相端电压的斜边处采样判断过零点时产生断续的反转信号。由图10(a)可以看到，I/O口首先在换相后避开了换相电流续流的干扰，之后所有的信号反转处均准确的发生在B相下桥开启，也就是PWM为ON的区间内，最后在ZC处准确采集到过零点的出现，实现了过零点的准确判断。此外将(a)、(b)、(c)相比较可以看到，针对不同负载下续流时间会发生变化，而在本发明的控制下，对于不同的续流宽度可以较好的适应，实现自动调整，从而得到良好的控制运转效果。

图11为在相同负载条件下，改变不同的PWM占空比时电机C相端电压的波形放大比较图。由图11的(a)、(b)、(c)可以清楚的看出，若对电机施加一个固定不变的负载转矩，则在不同的占空比下均可以准确的在PWM为ON的时间区域内进行采样判断。当占空比为40％时，电机带负载能力较低，转速较慢，换相周期也就较长，同时斜边处可进行采样的区间也会变小，而本发明是建立在PWM本身产生的根源——芯片内部寄存器的状态的基础上的，占空比变化并不会影响采样区间的准确性，在实验中也可以看出其在低占空比的情况下也可以准确采集到过零点从而正确的换相。在相同负载下，由于是上桥臂换相，由前文的推导可知，续流时间的长短与占空比d无关，恰好与实验结果相对应。以上波形表明电机在该方法的控制下，对于相同负载不同占空比的情况下也有着良好的运转状态。

通过理论推导和实验证明，在不同的负载和不同的占空比条件下，通过本发明均能够使电机准确的换相运转。并且不仅局限在H_ON-L_PWM调制方法，在其他PWM调制方式下也可应用本发明方法进行控制。该换相方法可以控制电机在较大的占空比范围内良好地工作，整个系统检测电路简单，降低了控制成本，具有较好的实用性。