雷达模糊性解决检测器

摘要

各种示例性实施例涉及使用具有处理器的雷达系统来确定物体速度的方法，该方法包括：通过处理器接收与第一发射信号相对应的第一数字信号；通过处理器接收与第二发射信号相对应的第二数字信号；处理第一数字信号以产生第一范围/相对速度矩阵；检测在第一范围/相对速度矩阵中的物体以产生第一检测向量；展开第一检测向量；处理第二数字信号以产生第二范围/相对速度矩阵；沿相对速度方向对第二范围/相对速度矩阵进行插值；检测第二范围/相对速度矩阵中的物体以产生第二检测向量；展开第二检测向量；以及基于所展开的第一检测向量和第二检测向量来确定检测对象的真实速度。

说明书

技术领域

本文公开的各种示例性实施例一般涉及雷达系统。

背景技术

雷达系统可以用于检测附近的目标的范围和速度。随着技术的各 方面提高，雷达系统如今可以应用到很多不同的应用中。例如，汽车 雷达系统被认为对提高道路安全非常重要。

发明内容

下文呈现各种示例性实施例的简短总结。在下文的总结中进行了 一些简化和省略，旨在强调并介绍各种示例性实施例的一些方面，但 并不限制本发明的范围。在后面的部分中将接着足以允许本领域技术 人员实现并使用发明构思的优选示例性实施例的详细描述。

本文描述的各种实施例涉及一种使用具有处理器的雷达系统来确 定物体的速度的方法，所述方法包括：通过处理器接收与第一发射信 号相对应的第一数字信号；通过处理器接收与第二发射信号相对应的 第二数字信号；处理第一数字信号以产生第一范围/相对速度矩阵；检 测在第一范围/相对速度矩阵中的物体以产生第一检测向量；展开第一 检测向量；处理第二数字信号以产生第二/相对速度矩阵；沿相对速度 方向对第二范围/相对速度矩阵进行插值，其中插值的第二范围/相对 速度矩阵具有与沿相对速度方向的第一范围/相对范围速度矩阵的频 率间隔相对应的频率间隔；检测在第二范围/相对速度矩阵中的物体以 产生第二检测向量；展开第二检测向量；以及基于展开的第一检测向 量和第二检测向量来确定检测的物体的真实速度。

本文描述的各种实施例涉及雷达系统，所述雷达系统包括：波形 发生器，被配置为产生包括第一波形序列的第一发射信号和包括第二 波形序列的第二发射信号，其中第一和第二发射信号具有不同的波形 重复率，并且第一和第二信号序列的长度几乎相等；发射机，被配置 为发射第一和第二发射信号；第一接收机，包括：第一下变频器，被 配置为对第一接收信号进行下变频以产生第一下变频信号，并且对第 二接收信号进行下变频以产生第二下变频信号，其中第一接收信号对 应于第一发射信号，并且第二接收信号对应于第二发射信号；以及第 一模数转换器，被配置为将第一下变频信号转换成第一数字信号并且 将第二下变频信号转换成第二数字信号；数字信号处理器，被配置为： 处理第一数字信号以产生第一范围/相对速度矩阵；检测在第一范围/ 相对速度矩阵中的物体以产生第一检测向量；展开第一检测向量；处 理第二数字信号以产生第二范围/相对速度矩阵；沿相对速度方向对第 二范围/相对速度矩阵进行插值，其中插值的第二范围/相对速度矩阵 具有与沿相对速度方向的第一范围/相对速度矩阵的频率间隔相对应 的频率间隔；检测第二范围/相对速度矩阵中的物体以产生第二检测向 量；展开第二检测向量；以及基于展开的第一检测向量和第二检测向 量来确定检测的物体的真实速度。

本文描述的各种实施例涉及雷达系统，所述雷达系统包括：发射 机，被配置为发射第一发射信号和第二发射信号；接收机，产生第一 数字信号和第二数字信号；数字信号处理器，被配置为：通过处理器 接收与第一发射信号相对应的第一数字信号；处理第一数字信号以产 生第一范围/相对速度矩阵；检测第一范围/相对速度矩阵中的物体以 产生第一检测向量；展开第一检测向量；当在第一信号数据中检测到 物体时：接收与第二发射信号相对应的第二数字信号；处理第二数字 信号以产生第一范围/相对速度矩阵；沿相对速度方向对第二范围/相 对速度矩阵进行插值，其中插值的第二范围/相对速度矩阵具有与沿相 对速度方向的第一范围/相对范围速度矩阵的频率间隔相对应的频率 间隔；检测第二范围/相对速度矩阵中的物体以产生第二检测向量；展 开第二检测向量；以及基于展开的第一检测向量和第二检测向量来确 定检测的物体的真实速度。

附图说明

为了更好地理解各种示例性实施例，对附图进行进行参照，其中：

图1示出了FMCW雷达系统的实施例的功能示意图；

图2示出了FMCW波形信号的示例；

图3示出了这种N啁啾(chirps)的序列；

图4示出了二维FFT计算的两个FFT步骤；

图5示出了具有单个发射天线Tx1和两个接收天线Rx1和Rx2 的FMCW雷达系统的另一个实施例的功能示意图；

图6示出了两个波形序列；

图7示出了针对两个不同序列的2DFFT处理；

图8示出了针对A和B测量的采样的频率以及然后在不进行插值 的情况下测量的两个集合的组合；

图9示出了针对测量A和B的检测行向量的展开；

图10示出了用于确定反射器的径向速度的信号处理的示例性实 施例的框图；

图11示出了用于确定反射器的径向速度以及到达角的的信号处 理的实施例的框图；以及

图12示出了使用多级级联检测的雷达信号处理的实施例。

为帮助理解，使用相同的附图标记指定具有本质相同或相似的结 构或本质相同或相似的功能。

具体实施方式

本文介绍的描述与附图示出了各种原理。将会理解的是，尽管在 本文中没有明确描述或示出，本领域技术人员将能够想到表现这些原 则并包括在本公开的范围内。除非另有说明，如本文中使用的，术语 “或者”是指非排他性的或(即和/或)(例如“或其它的”或“或者 备选地”)。此外，本文中描述的各种实施例并不是互斥的，并且可以 组合以产生包含本文中描述的原则的附加实施例。

汽车雷达系统被看做对于提高道路安全来说是重要的。在这样的 应用中，要求雷达系统测量与反射物体的径向范围及其相对径向速度。 在两个测量中，可以规定要测量的特定最大值，并且此外该测量应当 是清楚的。因此，可以使用是信号中的最高频率分量的至少两倍高的 采样频率来对表示径向范围和相对径向速度的信号进行采样。然而， 在一些情况下不能满足这样的标准，并且这种测量会变得模糊。换句 话说，检测的物体可以具有多个可能的距离和/或速度。虽然本文讨论 的是汽车雷达，但是注意，下文描述的实施例的教义可以应用到在其 它应用中使用的雷达系统。

用于延伸频率的清楚测量范围的技术在文献中是已知的，参见例 如以下参考：G.V.Trunketal.，“MultipleTargetAmbiguityResolution，” RadarConference，1994.，Recordofthe1994IEEENationalDOI，1994， pp.91-94IEEE1994；Z.Xinguoetal.，“Rangeandvelocityambiguity resolutionbasedonscreeningmethod，”RadarConference，2009IET International，pp.1-3；H.Rohling，“ResolutionofRangeandDoppler AmbiguitiesinPulseRadarSystems，”ProceedingsofDigitalSignal Processing，Florence，1987；M.Musaetal.，“AmbiguityeliminationinHF FMCWradarsystems，”IEEProc.-RadarSonarNavig.，Vol.147，No.4， August2000，pp.182-188。这些参考的相同点在于，它们使用多个测 量，该多个测量使用不同的采样频率。检测的物体的列表在排除混叠 并保持真实频率的组合阶段中处理。这些技术要求在每个测量中的精 确频率估计并且容易在组合过程中制造误差。

在M.Kronaugeetal.，“RadarTargetDetectionandDoppler AmbiguityResolution”201011thInternationalRadarSymposium(IRS) 以及C.Schroederetal.，“X-BandFMCWRadarSystemwithVariable ChirpDuration”2010IEEE中，通过在检测操作之前执行组合阶段来提 高这些技术。在Kronauge中，技术被描述为组合两个采样的测量的频 谱。然而，这两个频谱并不是以相等的频率进行采样的，并且因此其 组合不一定是正确的。下文描述的实施例表现了性能的提高。

汽车雷达系统可以使用相同的波形序列来作为发射信号。例如， 该波形可以基于调频连续波(FMCW)原则。使用这样的波形可以出 现两个不同的模糊。在第一种情况下，对接收的信号进行采样的频率 太低，导致模糊的相对范围测量。在第二种情况下，序列中波形的持 续时间太长，导致模糊的相对径向速度测量。

在两种情况下，由于使用太低的固定采样频率进行均匀采样，会 出现模糊。将要估计的频率(用于确定范围和相对径向速度)可能不 会在频谱中频率的真实位置出现，而是在其混叠的位置出现。

通过使用不同的采样频率来重复测量，所述频率在频谱中出现的 位置将估计为与原始测量不同。根据这些不同的混叠位置，可以确定 真实速度。

雷达系统的另一个挑战是当接收的信号包括多个反射器的反射信 号时估计反射物体的相关频率。在这种情况下，系统可以组合导致错 误频率估计的不同物体的混叠频谱，并且因此可以组合范围和相对速 度测量误差。

在汽车雷达系统中，根据特定波形类型调制的信号能够以特定载 波频率(例如79GHz)发射。反射的信号通过模拟接收机下变频成基 带信号，并且然后通过系统的数字部分采样并处理。在这些处理步骤 中，计算物体的范围、雷达与物体之间的相对径向速度、以及从物体 反射的信号的到达角(AOA)。

由于调频连续波(FMCW)的准确性和鲁棒性，调频连续波 (FMCW)向汽车雷达系统提供合适的波形。尤其是发射段持续时间 频率啁啾波形信号的序列的实现具有相对于物体以非零相对径向速度 运动的检测的有利特性。

图1示出了FMCW雷达系统的实施例的功能示意图。接收的信 号以相对于发射信号进行时间延迟。时间延迟是由于雷达系统与反射 物体之间的向外和返回方向上的传播时间。雷达系统100可以包括波 形发生器105、功率放大器110、低噪声放大器(LNA)115、混合器 120、防混叠滤波器125、模数转换器(ADC)130、采样率转换器135、 数字信号处理器(DSP)140、存储器145、系统接口150。波形发生 器105生成具有频率啁啾的连续波信号。PA接收并放大频率啁啾连续 波信号。然后可以通过发射天线辐射该信号以便检测物体。反射的信 号可以通过接收天线来接收。LNA115从接收天线接收反射的信号并 将其放大。然后混合器120接收放大的接收信号并将其与波形发生器 105生成的当前发射波形混合。然后防混叠滤波器125对混合的信号 进行滤波。然后ADC130将混合的信号进行采样，并将其转换成数字 信号。然后采样率转换器135可以将数字信号的采样率转换成另一个 采样率。该内容将在下文中更详细的描述。然后DSP140处理接收的 数字信号以产生检测的物体的各种期望的测量，例如范围、相对径向 速度以及到达角(AOA)。存储器145向DSP140提供存储器来使用， 以便处理接收的数字信号。系统接口150提供可以用于向其它系统提 供测量信息的外部接口。雷达系统100可以在单个集成电路(IC)上 实现。该雷达系统100还可以实现为IC的组合。

现在将描述图1中示出的雷达系统100的操作和用于检测物体的 信号处理。在FMCW系统中，发射具有线性增强(或减弱频率)的 正弦波。图2示出了FMCW波形信号的示例。信号具有T的持续时 间。在第一时间段T_dwell期间，发射波形具有等于由波形发生器110 生成的发射信号的载波频率的恒定频率。然后，在第二时间段T_ramp期间，发射波形的频率线性地增长了ΔF的总频率变化。最后，在第 三时间段T_reset期间，发射信号的频率迅速下降回载波频率。因此，T＝ T_dwell+T_ramp+T_reset。

在下转换操作中，混合器120将由波形发生器105产生的当前发 射信号与时间延迟的接收信号混合。在图2中通过虚线波形示出了针 对单个反射对象的延迟的接收信号。当雷达系统100与反射物体之间 的相对速度是0时，接收的信号是发射信号的时间延迟、衰减的并且 相位旋转的信号。

下变频操作的结果是以所谓拍频振荡的正弦波(被称作拍频信号)， 其具有基于发射信号与接收信号之间的频率差的拍频。该拍频取决于 到反射物体的范围D以及斜坡的开始和停止频率之间的差Δf、以及斜 坡的持续时间T_ramp：

$f_{beat}=\frac{\Delta F}{Tramp}\frac{2D}{c_0}---\left(1\right)$

其中c₀等于光速。当多个反射器对于雷达可见时，拍频信号将是 以其相应的拍频振荡的正弦波之和，所述相应拍频具有基于雷达横截 面和反射器范围的幅度。

DSP140处理接收的信号以估计振荡频率的量值。由此，在ADC 130对信号进行采样和量化之后，DSP140可以使用快速傅里叶变换 (FFT)来估计振荡频率。ADC进行采样的频率是f_adc。根据采样定 理，可以由数字信号表示的最大频率是等于针对真值样本的f_adc的一 半的尼奎斯特(Nyquist)频率。在远处的反射物体可以具有超过f_adc的一半的拍频。因此，它们的频谱中的位置是模糊的，例如，是基带 频谱中的位置加上的f_adc未知整数倍。

在一些情况下，不关注远处的反射器。为了防止这种不期望的混 叠，可以使用防混叠滤波器125。这些滤波器强烈地衰减超过f_adc/2的 n.尼奎斯特频率的频率分量。防混叠滤波器可以实现为模拟与数字滤 波器的组合。还可以使用防混叠滤波器的其它实现。

当相对速度不是0时，将对应的多普勒频率添加到拍频。该多普 勒频率可以通过以下方程式计算：

$f_{Doppler}=\frac{2{\mathrm{Vf}}_C}{c_0}---\left(2\right)$

针对具有f_c＝79GHz的雷达系统以及相对径向速度为V＝300km/h， 则f_Doppler≈44kHz。

然而，啁啾的持续时间可以是非常短的，例如100μs，并且频率 偏差可以是例如至少几十MHz。因此，与拍频的量级相比，多普勒频 率的量级非常小，并且在距离的计算中可以忽略不计。

多普勒频移的效果在拍频信号的相位上更加明显。从啁啾到啁啾 的接收的信号的相位在弧度上的增加(或减小)由以下方程式给出：

φ_Doppler＝2πf_DopplerT(3)

T＝T_ramp+T_dwell+T_reset(4)

可以通过使用FMCW啁啾的序列来测量该相位的演变。图3示 出了这样的N啁啾的序列。

二维FFT可以用于计算沿反射器的范围对于反射器的相对径向速 度。图4示出了二维FFT的计算的两个FFT步骤。DSP140可以在与 FMCW啁啾的序列中的每个发射的FMCW线性发射信号相对应的数 据样本的集合上计算FFT。步骤1中，每一行对应于序列中的一个 FMCW线性发射信号。每个FFT的结果频率样本对应于具体接收的拍 频并且因此对应于范围，导致一系列的范围选通。

一旦已经接收了序列中的所有FMCW啁啾并使用FFT对其进行 了处理，则在步骤2中，DSP140可以对列中的数据样本执行FFT。 该第二FFT确定由于雷达系统100与反射器之间的任意相对速度造成 的多普列效应对于接收信号的频率的贡献。

然而，当φ_Doppler超过π时，速度测量将会是模糊的。使用等于 f_s，Doppler＝T^-1的采样频率对多普勒分量进行采样。因此，可以不模糊 地测量的绝对最大相对速度受到单个啁啾的总持续时间的限制。

图5示出了具有单个发射天线Tx1和两个接收天线Rx1和Rx2 的FMCW雷达系统的另一个实施例的功能示意图。雷达系统200还 可以包括一个以上的发射天线和/或两个以上的接收天线。雷达系统 200可以包括波形发生器205、功率放大器210、LNA215和216、混 合器220和221、防混叠滤波器225和226、ADC230和231、采样率 转换器235和236、数据信号处理器(DSP)240、存储器245、系统 接口250。除了下文的描述以外，雷达系统200的各种元件以与图1 中示出的雷达系统100的相同元件的相同方式操作。

波形发生器205可以产生波形的序列。图6示出了两个波形的序 列。每个波形可以是在时间段T_ramp，A期间振荡频率降低的正弦波，并 且波形可以具有T_A的时间段。在下一个相位中，除了波形可以具有比 T_A更长的时间段T_B以外，第二序列以相同的方式生成。通过序列B 中的驻留时间(参见图2)比序列A中的更长的方法可以调节啁啾的 总持续时间。此外，序列B中的波形数量可以小于序列A中的波形数 量，使得以这样的方式选择序列的数量：测量A的总持续时间或总停 留时间接近于测量B的总持续时间。基于应用，两个总停留时间的接 近程度可以是变化的。例如，该接近程度可以在相互的1％、2％、5％、 10％、20％或25％中。

针对每个接收机Rx1和Rx2，至少两个集合测量A和测量B由 2DFFT操作处理。图7示出了针对两个不同序列的2DFFT处理。注 意，对单个啁啾的发射器件采样的数据执行第一FFT。FFT的结果存 储在针对测量A的矩阵A和针对测量B的矩阵B的列中。对在矩阵 A和B的每个行执行第二FFT。在第二轮FFT已经结束之后，计算 2D矩阵，其中相对径向速度沿矩阵的行表示，并且到反射器的范围沿 矩阵的列表示。针对具有高相对径向速度的反射器，将会出现混叠。 因此，速度响应将会出现在对应于该反射器范围的2D矩阵的行中的 混叠位置。然而，对于测量A和测量B来说，该混叠位置是不同的， 因为啁啾的持续时间中的差别。

现在将描述通过插值一个测量矩阵的频率样本来提高雷达系统的 性能的方法。行的采样点可以沿速度维度(行)对准，并且可以执行 物体检测。可以通过将A矩阵的行向量的值插值到B矩阵的行向量的 采样点来实现对准。备选地，B矩阵中行的值可以插值到A矩阵的采 样点中。以不同的多普勒频率对多普勒频谱A和B进行采样，因为该 多普勒频谱A和B的相应啁啾长度不同。为了匹配采样点，A频谱的 绝对值可以插值到B频谱的采样网格中。使用比A测量更少的啁啾可 以获得将B测量的分辨率匹配到A测量。由此，B测量的啁啾的数量 等于：

其中N_A和N_B分别表示A和B测量中的啁啾数量，并且T_A和T_B分别表示A和B测量中的单个波形的持续时间。在频谱的计算中，对 数据进行补零以匹配A测量中样本的数量。省略该步骤导致样本的未 对准，并且因此非相干叠加将会失败并不能检测目标。图8示出了针 对A和B测量的采样频率以及然后在不插值的情况下的测量的两个集 合的组合。因为该频谱并不是使用插值来适当地频率对准的，所以检 测的峰值并不能排成一行，并且指示物体的峰值是分散的。

在下一个步骤中，物体检测器可以用于检测两个光谱中的物体。 物体检测器可以是一种类型的恒误报警率(CFAR)检测器。执行逐 个单元的硬检测，其中附加行检测向量的元素设置为1(如果检测到 物体)或者设置为0。然后两个附加的行检测向量可以通过重复的方 式沿速度维度展开。图9示出了针对测量A和B的检测行向量的展开。 灰色方框分别表示针对频谱A和B的±50km/h和±40km/h的尼奎斯 特等同速度采样区域。这些频谱分别针对A和B重复3次和5次。混 叠的速度反射器的响应(CFAR检测器将单元设置为1)将会在附加 展开的行向量中的多个位置出现。具有斜线阴影的方框表示120km/h 反射物体的混叠位置，而具有点的方框表示未混叠的位置。然而，当 相同位置索引对应于将要估计的真实频率时，响应将会出现在两个频 谱的相同位置索引。对应于混叠的速度的响应将会出现在两个附加行 向量中的不同索引处。因此，如果对两个展开的行向量的单元执行逻 辑”与”运算，那么如果索引对应于非混叠速度则结果将只等于1。 因此，通过检查”与”运算的结果，非混叠速度将会显示为具有点的 方框示出的内容。

图10示出了用于确定反射器的径向速度的信号处理的示例性实 施例的框图。DSP140或240可以执行该处理。首先计算1010值|A(n，：)|²， 该值是A测量的功率谱，其对应于矩阵A的第n个行向量的绝对值的 平方。接下来，以相同的方式计算1012值|B(n，：)|²，该值对应于矩阵B 的第n个行向量的绝对值的平方。接下来，可以对A测量的功率谱进 行插值以与B测量的采样点对齐1020。这两个功率谱由CFAR类型检 测器来处理，例如有序统计CFAR(OS-CFAR)1030和1032。也可以 使用其它类型的CFAR或其它检测器。然后可以展开1040和1042每 个输出检测向量。然后可以由逻辑”与”运算1050处理展开的输出检 测向量。这导致了”与”运算的向量输出等于1的位置表示检测的反 射器的真实速度1060。

针对多个反射物体或具有延伸的功率谱响应的反射物体，例如图 8中示出的响应可以重叠。因此，雷达可以错误地确定两个展开的响 应在某个相对速度下一致，然而事实上这些响应属于不同的物体。然 后雷达可以声明造成作物的肯定匹配。为了消除这些错误肯定，可以 执行附加的验证。可以比较两个检测向量中的响应的到达角，以提供 该附加的验证。为了确定AOA，可以使用一个以上的接收天线。还要 注意的是，将两个天线接收的信号组合可以提高雷达系统的灵敏性。

图11示出了用于确定反射器的径向速度以及到达角的信号处理 的实施例的框图。DSP140或240可以执行该处理。首先计算1110值 该值是天线上的A测量的功率谱之和，其对应于矩阵A 的第n个行向量的绝对值的平方。接下来以相同的方式计算值1112，该值对应于天线上的矩阵B的第n个行向量的绝对值的平方。 接下来可以对A测量的功率谱进行插值，以与B测量1120的采样点 对准。两个功率谱是由CFAR类型检测器来处理的，例如有序统计 CFAR(OS-CFAR)1130和1132。然后可以展开每个输出检测向量1140 和1142。然后可以由逻辑”与”运算处理展开的输出检测向量1150。 这导致了”与”运算的向量输出等于1的位置表示检测的反射器的真 实速度1160。接下来将计算各种速度匹配的AOA(如下文将更详细 描述的)。最后，确定该检测是否具有具有相同AOA的相同真实速度 (如下文将要更详细描述的)。

当逻辑”与”运算1150的结果等于1时，执行附加检查以查看来 自矩阵A和矩阵B的响应是否源于相同的到达角。检查是基于在逻辑” 与”运算结果等于1的索引处的A矩阵的样本。

以相同的方式形成包括B矩阵的样本的向量：

与向量的第一(或者任何其它)样本的共轭的乘法运算消除了相 位偏置。

注意，是在矩阵A和B中与逻辑”与”运算的结果等于1的 非混叠的索引最接近地相对应的索引，这些样本可以通过插值来获得。 AOA检查可以基于虚拟数组引导向量和Ψ_A的Ψ_B点积的绝对值的平方：

$\alpha =|{\Psi }_a{\Psi }_B^H{|}^2$

其中，H表示复共轭转置运算。如果α超过阈值，基于Ψ_A的Ψ_B的 功率，可以声明检测到目标。因此，如果图9中的响应重叠，但是响 应源于不同的AOA，则该频率宣告无效，因为点积的绝对值较小。因 此，可以减小检测的错误组合的可能性。

通过使用具有分离的RF接收机和模数转换器，可以在数字域中 并行地执行AOA检查，显著地增加了更新率。可以使用各种已知方 法来计算反射信号的AOA。可以通过比较计算的AOA值来确定AOA 匹配。

备选实施例可以使用多级级联的检测。图12示出了使用多级级联 的检测的雷达信号处理的实施例。使用该级联的检测方案可以减小计 算成本。一般来说，假设第三测量C具有啁啾N_C和甚至低于测量B 的多普勒采样频率。多级级联的检测的各种功能具有如图11中示出的 功能的单元。可以首先计算1210测量A的功率谱，插值1220频率点。 首先对测量A执行检测1230。如果找到了物体，则执行检测，但仅针 对测量B的对应部分执行。如果在测量B中找到了物体，如上所述， 则还可以执行到达角检查。通过这种方式降低了计算成本，因为仅在 对应于潜在目标的较小点处执行作为检测的测量B。接下来，如果存 在测量C，则针对该测量进一步减少计算。因此，可以实现处理中的 减小。注意，可以对三个测量集合中的任意两个进行插值以匹配第三 个测量集合的频率间隔。

此外，需要进行插值以比较不同的测量。通过仅针对属于潜在物 体的测量B和C的部分执行插值以进一步减小计算成本，可以减小针 对插值的成本。

如果分辨率保持与之前相同，并且如果测量C在多普勒域中具有 比测量B更低的采样频率，则结果将会是N_A＞N_B＞N_C。因而，测 量A的信噪比将是最高的并且测量C的信噪比将是最低的。因此，测 量A的检测误差的可能性将是最低的。因此，如图12所示的首先对 测量A执行检测并然后对测量B和C执行的多级级联检测器是有效 率的方案，由于级联的方案，该方案将使误差的几率最小化。

在级联检测方案中，还可以减少检测算法的存储器要求。例如， 在测量A上检测之后，可以保存检测的物体位置和对应的样本值并丢 弃测量A的其他部分。

上述实施例使用FMCW雷达作为示例。用于通过多个测量(该 多个测量导致频谱具有相等的分辨率和相等的采样频率点，之后简单 检查显示出真实速度)的方法解决由于采样造成的模糊的技术还可以 用于其他类型的雷达，例如脉冲雷达。在脉冲雷达的情况下，信号的 到达时间用于形成范围选通，并且然后可以执行FFT以解析多普勒。 这将导致由在接收的FMCW波形上的2DFFT引起的相同范围/相对 速度矩阵。然后可以将相同技术应用到脉冲雷达范围/相对速度矩阵以 解决速度模糊。

根据上述描述中应当显而易见的是，本发明的各种实施例可以在 硬件中实现。此外，各种实施例可以实现为存储在非暂时性机器可读 存储介质(例如易失性或非易失性存储器)中的指令，该指令可以由 至少一个处理器(例如上述的DSP)来读取并执行以执行本文详细描 述的操作。机器可读存储介质可以包括任何用于存储以通过机器可以 读取的形式的信息的机制，该机器例如个人或膝上型计算机、服务器、 或者其它计算设备。因此，非暂时性机器可读存储介质排除瞬时信号 但是可以包括易失性和非易失性存储器这两者，包括但不限于只读存 储器(ROM)、随机存取存储器(RAM)、磁盘存储介质、闪存设备、 或类似的存储介质。

本领域技术人员应当设想到，本文的任何框图表示表现本发明原 则的示意性电路的概念视图。类似地，应当设想到，任何流程图、流 程示意图、状态迁移示意图、伪代码等等表示各种过程，所述过程本 质上以机器可读介质来表示，并且无论计算机或处理器是否明确地示 出，所述过程由计算机或处理器来执行。

尽管各种示例性实施例已经参照其特定示例性的方面进行了详细 描述，应当理解的是，本发明能够实现其它实施例，并且本发明的细 节能够以各种明显的方面来修改。如本领域技术人员能够显而易见的， 在保持在本发明的精神和范围内的同时可以进行变化和修改。因此， 上述公开、描述和附图仅针对说明的目的而不是对本发明进行限制， 本发明的限制只通过权利要求进行限定。