用于借助DSSS-传递系统窄带传递数据的装置和方法

摘要

介绍了一种系统，该系统能够配置用于扩频和窄带传递数据。该系统具有DSSS-发射器，该DSSS-发射器被构造用于借助码片序列将待传递的比特串转换成码片串，并且发送一串对应于码片串的脉冲。另外，该系统具有DSSS-接收器,该DSSS-接收器被构造用于通过传递通道接收由发射器所发送的脉冲，并借助于滤波器来过滤所接收的脉冲，其中，所述滤波器具有脉冲响应，该脉冲响应与码片序列相关。为了扩频数据传递，扩展序列能够作为码片序列来调整。为了窄带传递数据，码片序列和滤波器的相应的脉冲响应是能调整的，其中，所述码片序列不包括具有两个直接连续的算术符号改变的串，并且此外在所述码片序列的第一个码片之后和最后一个码片之前都不出现算术符号改变。

说明书

技术领域

本发明涉及DSSS-传递系统（DSSS=直接序列扩频，英文：DirectSequenceSpreadSpectrum）的用途，用于尤其是在汽车领域中窄带传递数据。

背景技术

扩频传递系统（基于频率扩展的传递系统）例如可以使用在汽车领域中，尤其是用于车辆与移动收发器之间的通讯，所述移动收发器大多布置在车钥匙中。车钥匙中的发射器可以被用于不同功能的远程控制，例如用于锁止或解锁车辆的门（该应用也被称作“无钥匙进入”）以及用于马达的远程控制启动，用于激活加热装置或空调等等。

对于这些功能中的一些功能的远程控制（例如激活停车采暖装置或空调）而言，借助于无线通讯在比较大的间距（例如2至4公里）内进行双向数据传递是必要或希望的。这类应用在汽车领域中也被称作长距离应用。

为了能获得2至4km（在空地中）所要求的作用半径，通常以大致2kBit/s的比较小的数据率来工作。作为调制方法，在汽车领域中通常使用频移键控（FSK，频移键控，英文：FrequencyShiftKeying）或也使用高斯频移键控（GFSK，GaussianFSK）。但是，其他调制方法、例如振幅键控（ASK，英文：AmplitudeShiftKeying）也是可行的。

在没有其他措施的情况下，常规的调制技术（例如频移键控，缩写FSK=FrequencyShiftKeying）由于所述小的数据率而相应地造成在无线通讯传递中小的HF-带宽。

在一些国家中（例如在欧盟成员国中）允许直至输出功率达到+16.15dBmEIRP（EIRP=equivalentisotropicradiatedpower,等效全向辐射功率）的这类所谓的窄带传递。在其他国家中（例如在美国），发送功率的耐久的“分配”被指定到一较大的频谱带宽上，以便允许发送所需的发送功率（批准限制：50Ohm上的30dBm，实际上应用的大致为20dBm）。为此可使用频率扩展方法DSSS或FHSS（跳频扩频，英文：FrequencyHoppingSpreadSpectrum）（参见FCC15.249）。

为了在不同的国家中满足不同法律框架条件（例如美国的频率扩展、欧洲的窄带传递）因此需要不同的传递系统（发射器和接收器）。就窄带传递而言，在汽车领域中通常作为调制方法而应用频移键控（FSK，英文：FrequencyShiftKeying）、特别地在数据率大致2kBit/s的情况下还使用高斯频移键控（GFSK,GaussianFSK）。振幅键控也是可行的。

在对于所有国家都兼容的集成电路中与之相应地必须包含两个传递系统。

发明内容

本发明的任务是提供一种数字式传递方法和一种相应的传递系统，该传递系统不仅能够配置用于（通过频率扩展）宽带地传递而且能够配置用于窄带地传递。

该任务通过根据权利要求1所述的传递系统以及通过根据权利要求8所述的DSSS-发射器来解决。本发明的不同实施例和改进方案是从属权利要求的主题。

介绍了一种系统，该系统不仅能够配置用于扩频而且能够配置用于窄带传递数据。根据本发明的一个方面，该系统具有DSSS-发射器，该DSSS-发射器被构造用于借助码片序列将待传递的比特串转换成码片串（Chipfolge）并且发送一串对应于码片串的脉冲。该系统此外包括DSSS-接收器,该DSSS-接收器被构造用于通过传递通道接收由发射器所发送的脉冲，并借助于滤波器来过滤所接收的脉冲。所述滤波器具有脉冲响应，该脉冲响应与码片序列相关。为了扩频数据传递，扩展序列作为码片序列是能调整的。为了窄带传递数据，码片序列和滤波器的相应脉冲响应能够被调整，其中，所述码片序列不包括具有两个直接连续的算术符号改变的串，并且此外在所述码片序列的第一个码片之后和最后一个码片之前都不出现算术符号改变。这类码片序列与宽带扩展序列相比是窄带的。

附图说明

下面借助附图中展示的例子来详细阐释本发明。所展示的例子不一定可被看做对本发明进行限制，确切地说其价值在于阐释本发明所基于的原理。其中：

图1示出了传递系统的方框图，所述传递系统用于以双PSK调制（相移）发送（a）和接收（b）调制后的信号；

图2示出了具有传递系统的发射器（a）和接收器（b和c）的方框图，所述传递系统具有DSSS-调制；

图3示出了具有根据本发明的一个例子的能配置的DSSS-传递系统的发射器（a）和接收器（b）的方框图；

图4示出了涉及伪随机的扩展序列的不同曲线图；

图5示出了涉及作为对于图4的扩展序列的替代的窄带序列的不同曲线图；

图6根据时间曲线图示出了BPSK传递方法，其具有通过适当选择窄带扩展序列的对称的曼彻斯特编码并且具有减少了的传码率（Symbolrate）；

图7根据时间曲线图示出了如图6中那样的类似的BPSK传递方法，但是其具有非对称的曼彻斯特编码；

图8示出了具有用于应用级联扩展的发射器的方框图，该级联扩展具有两个扩展序列。

在附图中，相同的附图标记表示相同或类似的组件或具有相同或类似意义的信号。

具体实施方式

图1根据方框图示出了用于BPSK调制（双相移键控，英文：BinaryPhaseShiftKeying）的数据传递的模型，该BPSK调制例如已被选择用于线性的调制方法（例如QAM、PSK）。为每个数据码（比特）d_i发出一脉冲g_TX(t)。在图1中示出的模型中，可以假设为值+1和-1的码（Symbolen）d_i为此周期性地以一周期持续时间T_BIT被扫描并且狄拉克脉冲δ(t-k·T_BIT)根据所述码d_i的极性被输送给滤波器10，该滤波器接着给出其具有这样的极性的脉冲响应g_TX(t)，该极性相应于所述码di的极性。也就是说在任何扫描时间点k·T_BIT（k是整数时间指数），滤波器10都根据扫描值（+1或-1）给出脉冲响应g_TX(t-k·T_BIT)或-g_TX(t-k·T_BIT)。那些时间上错开的脉冲响应的总和得出待传递的信号s(t)。该信号s(t)借助于混频器20被转换到高频范围（HF范围）内，其中，所述混频器的输出信号表示为s_RF(t)。该信号s_RF(t)通过传递通道（也就是无线通讯段）到达所述接收器。输送给所述混频器20的震荡信号m_TX(t)具有（载体-）频率f_TX和相位_TX。这意味着：所述信号s_RF(t)的频谱与信号s(t)的频谱相比在频谱方面移动了载体频率f_TX的绝对值。已描述的发射器的方框图在图1a中示出，接收器的对应的方框图在图1b中示出。

通过通道CH传递的（高频-）信号s_RF(t)通过所述传递通道CH而失真并在朝接收器的路径上叠加干扰和噪声。相应于信号s_RF(t)的接收信号表示为r_RF(t)。

在接收器侧，接收信号r_RF(t)借助于复数乘法30被转换为基带（借助于接收器侧上的名义振荡频率，也就是载体频率，f_RX）。

复数乘法30的结果包括同相信号r_I(t)和相应的正交信号r_Q(t)，其中，它们两个一起表示为复数信号r(t)=r_I(t)+j·r_Q(t)（j是虚数单位）。

混频器30示例性地表示有效信号到基带的（任意执行的）频率转换。所述频率转换可以在一个步骤（直接下向转换）中或在多个步骤（具有多个连续的（复数）乘法）中进行。

无论如何，所述有效信号的频谱位态在频率转换（也就是所述信号r(t)）的输出端上仅具有一频率误差f_E。该频率误差f_E例如相应于用于向上转换或向下转换的在发射器或接收器侧上所使用的（载体-）频率的差值，也就是f_E=f_TX-f_RX。该频率误差通过如下方式产生，即，在实践中，不仅可以在发射器侧上而且可以在接收器侧上提供仅具有有限准确性的名义传递频率（载体频率），所使用的频率标准（例如石英）因此是有错误的，从这些频率标准中推导出用于向上转换或向下转换的频率。

在频率转换（也就是信号r(t)）的输出端上的有效信号的频谱位态除了频率误差f_E之外也可以具有其他频率误差部分，这些其他频率误差部分可以通过多普勒效应例如在经由通道CH进行无线通讯传递时产生。

在相干解调时也必须注意相位误差_E=_TX-_RX。混频器30因此完全一般性地表征被接收的HF信号r_RF(t)到基带的（一级或多级的）转换。

利用第二个复数乘法（混频器31）来修正该（之前所估计的）频率误差f_E。然后仅还保留该频率估计的频率误差。混频器31因此完全一般性地（与具体执行无关地）表征上面提到的频率误差的修正。在使用相干解调的情况下也可以例如通过所述混频器31来修正所述相位误差_E。

第二混频器31的（复数的并且在估计准确性的范畴内不再具有频率误差的）输出端信号r’(t)除了所提到的失真和干扰之外还包含相应于发送信号s(t)的在时间上错开的脉冲响应g_TX(t-k·T_BIT)或-g_TX(t-k·T_BIT)。所述信号r’(t)输送给接收滤波器40，该接收滤波器的脉冲响应g_RX(t)可以适配于所发送的脉冲g_TX(t)。涉及的是一种所谓的“匹配滤波器”。数据接收通过匹配滤波器而本身是已知的并且因此不详细阐释。但是与已知的理论背景相偏离地可以尤其在接收器侧上进行执行技术方面的简化（例如发射器中的升余弦、但在接收器中为矩形整形）。

图1b的接收器此外包括采集单元52（检测单元），其被构造用于估计或确定所提到的频率误差f_E（在相干解调情况下还有相位误差_E）。此外，采集单元52被构造用于确定扩展序列（在DSSS-运行中）的相位位态或调制码，也就是所发出的脉冲响应g_TX(t)（在窄带运行中）。

采集单元52确定了频率误差f_E（和必要时相位误差_E）以及扩展序列的相位位态。追踪单元51被构造用于在时间上改变所述载体频率f_RX、f_TX以及对应的相位_RX、_TX的情况下，以及在时间上改变调制码的相位位态的情况下再调节所估计的频率误差和相位误差f_E、_E。这类调节回路也被称作“载体追踪回路（CarrierTrackingLoop）”。此外，追踪单元51也被构造用于再调节所接收到的调制码的被估计的相位位态。这类调节回路也被称作“码追踪回路（SymbolTrackingLoop）”或“时钟追踪回路”。所述调节回路（进而追踪单元）不必强制性存在，例如如果由采集单元所估计的值对于协议的传递而言足够准确的话。

采集单元的任务因此是（粗略）确定所述载体频率并确定载体的相位和扩展序列，但是不进行调节。首先，在追踪中通常使用闭合调节回路，准确地说是两个调节回路，即已提到的“载体追踪回路”和“码追踪回路”。所估计的相位误差和频率误差的所述再调节以及调制码的相位位态的所述再调节本身是已知的并且因此不详细阐释。实际的执行对于本发明而言也没有起到明显的作用。

在这些图中示出的方块（混频器、滤波器、采集单元、追踪单元等）不应理解为结构单元而是应纯理解为函数单元。它们可以-根据应用-以非常不同的方式被执行。混频器5、10、30和31代表数学运算（在必要时为复数乘法）。因此，采集单元和追踪单元产生用于对应的混频器31的形式为exp(j(2π·Δf·t+Δ))的信号，该混频器31因此实现了以Δf为幅度进行频率转换以及实现了以Δ为幅度进行相位旋转。该复数乘法还示例性地表征不同的实现可能性（例如具有一个或者以任意顺序具有两个倍频器/混频器）。

检测单元52的任务还有找出正确的（扫描-）时间点（比特界限或码界限），在这些时间点上应当作出关于所发送的数据码的数值的决定（决策器50）。在追踪期间通过所述追踪单元51来跟踪这些时间点。有效信号的所提到的频率误差f_E（或者还有在相干解调时的载体相位_RX）通过具有这样的准确性的检测单元52来估计，即，追踪单元（PLL或FLL）中的调节回路能够被启动。通常就像图1b中示出的那样，频率误差在滤波之前通过匹配滤波器40来修正。

在图2中作为方框图示出了DSSS-数据传递的模型。图2a示出了发射器，图2b示出了接收件。在DSSS-传递中，每个数据码（比特）d_i都与扩展序列的码C_j相乘。扩展序列具有长度L_C，并且指数j如下地计算：j=k模（mod）L_C，其中，k是连续指数（k=0,1,...）。对于每个比特而言，根据扩展系数L_C发出所谓的码片的L_C数目。指数i因此随着长度L_C的扩展序列的每次筛选以一个整数为幅度提高：。码片的（调制-）码形式通过发送脉冲滤波器10'（通过其脉冲响应g'_TX(t)）来确定。与图1a的发射器相比，码片串用一个以系数L_C提高的比率来扫描（周期T_CHIP=T_BIT/L_C）。

通过用一个以比特率T_BIT的多倍提高的码片率T_CHIP来发送数据这种方式-与扩展序列的特性相应地-也引起了发送信号s(t)或s_RF(t)的频谱的扩展。

根据在图2b中作为方框图示出的接收器模型，在接收器侧上，首先（与根据图1的BPSK传递情况相同）接收到的高频信号r_RF(t)与名义振荡频率f_RF混合（混频器30）且合成的（复值的）混频器输出信号r(r)经历另一混合（混频器31），以便平衡振荡频率f_RX中的可能的频率误差f_E（类似于图1b的例子）。解调后的接收信号就像图1b的例子中那样以r'(t)示出并包含发射器侧上的滤波器40'的脉冲响应g_TX(t-k·T_CHIP)的接收到的串（Folge）。解调后的接收信号r'(t)（同样类似于图1b的例子）被输送给具有滤波器脉冲响应g'_TX(t)的匹配滤波器40'，该滤波器脉冲响应与所述脉冲响应g_TX(t)相适配。码片界限（也就是调制码的相位位态）的探测与前面的例子（图1b）中的比特界限的探测相类似地借助于检测单元52和追踪单元51来进行。匹配滤波器40'的输出信号根据码片率T_CHIP被扫描并且合成的码片序列与已知的扩展序列C_j有相互关系（相关器53）。该相互关系结果被输送给决策器单元50，该决策器单元将该相互关系结果分配给一个比特串d_i，该比特串相应于所发送的比特串。

为了简化码片界限的耗费的探测，所接收到的码片码（Chip-Symbole）的适配滤波可以与接下来的相互关系组合成一适配滤波（具有经调制的、与扩展序列C_j相关的脉冲响应h_MF(t)）。接收器的合成式结构在图1c中示出。在与图1a和2a以及图1b和2c比较的情况下可以看到，图1的BPSK传递与图2的DSSS-传递的不同之处在发射器侧上仅在于待传递的比特串d_i与扩展序列C_j的乘法（乘法器5），并且在接收器侧上不同之处仅在于匹配滤波器40或40'的脉冲响应的选择。

如开头所阐释的那样可能希望的是，配置同一不仅用于（通过频率扩展）宽带地传递而且用于窄带地传递的传递系统。但是，出于执行效率（例如所需的码片表面）的原因不应从DSSS-接收器切换到DBSP接收器上。确切地说，DSSS-接收器应当被用于接收窄带的、经相位调制的信号。

在图3中作为方框图示出的DSSS-传递系统允许用于传递经过BPSK调制的窄带信号的再配置。特别地，在DSSS-接收器中包含的耗费的算法再次用于窄带接收。这些情况尤其在其工作效率方面关于时钟和数据回收（英文：Clock&DataRecovery）提供了非常好的性能。与常见的FSK窄带接收器执行方案相比可以实现以直至7dB为幅度而被改善的敏感性。

在图3中示出的传递系统基本上相应于图2a（发射器）和图2c（接收器）的例子的组合。但在发射器侧上以能调节的方式设计了扩展串C_j、C_j'。在接收器侧上可以（根据在发射器中所调整的扩展串）调整所述匹配滤波器40的脉冲响应。可选地，也可以调整传码率T_SYMBOL，其中，在某些情况下也需要调整用于发送脉冲滤波器10的时钟CLK。此外，关于上面所提到的例子的说明也相应地适用。可选择地，可以在不同带宽之间选择通道滤波器（未示出）。

在图3中示出的传递系统因此能够以简单的方式不仅用于宽带传递（借助于DSSS-方法）而且用于窄带传递（例如根据BPSK-方法）。为此，仅须在发射器侧上改变扩展序列C_j并在接收器侧上调整所述匹配滤波器40的脉冲响应x(t)。

下面更详细地考虑所述扩展序列C_j的特性。所使用的扩展序列C_j的自相关函数（AKF）的特性决定性地影响发出的信号s_RF(t)的频谱特性和接收器的能实现的功率参数。

优化地适用于DSSS-传递的扩展序列具有这样的AKF，该AKF具有陡的且相对高的相关峰值，理想地近似具有狄拉克脉冲。伪随机二进制序列（PRBS=pseudo-randombinarysequence），例如所谓的最大长度序列具有这样的自相关特性并且因此在扩频传递时通常被用作扩展序列C_j。

一方面在发射器侧上通过陡的相关峰值获得了优化的频谱扩展（扩展的发送信号s(t)的尽可能恒定的频谱功率密度），另一方面因此可以实现对抗接收器中的带内干扰因素的优化的敏感性和免疫力。

在CDMA系统中，例如所谓的金序列，即彼此结合的最大长度序列被用于频谱扩展，它们虽然是次优的、但是具有能用的AKF特性，它们还提供了相对于其他参与者（具有其他金序列）的“好的”抑制（即好的交叉相关特性）。一般地，扩展序列的选择基于不同的应用目的和优化目的，例如正交性、相关特性、执行复杂性以及还有峰值对平均值功率比PAPR（英文：Peak-To-AveragePowerRatio）（PA设计）。在这里所提到的伪随机序列（PRBS，英文：pseudorandombinarysequences）和金序列可以被用于频率扩展。但是此外可以考虑很多其他扩展码。针对一些扩展码，替代输入比特串d_i与扩展序列在图2a中所示的简单乘法，较复杂的信号处理是需要的。一般来说，所有那些码片序列都被表示为“扩展序列”，它们适用于DSSS-传递方法（也就是适用于发送信号的频谱扩展）。

在图4的左边的曲线图中示出了伪随机的扩展序列（PRBS）C_j。所述扩展序列C_j包括15个元件（码片），在当前的情况下（1,1,1,1,-1,1,-1,1,1,-1,-1,1,-1,-1,-1）。在从左边的第二个曲线图中示出了比特串d_i=(1,-1,1,-1)以及合成式的（频谱扩展的）码片串。该串相应于图3中的发送脉冲滤波器10'的输入信号串S_k。

第三个曲线图示出了接收到的信号r(t)（参见图3b）与扩展序列C_j之间的相互关系。从相关函数CCF的数值能够识别出比特边界，这些比特边界正好处在相关函数的最大值的位置处。第四个曲线图（最右边）示出了被扩展的发送信号s(t)的频谱。在当前的例子中使用了矩形的发送脉冲g_TX(t)。另一发送脉冲形状（例如具有滚降系数1）会大大地抑制通过竖直线所标示的频率范围之外的信号部分。

在图5中示出了用于窄带的码片序列C_j'的四个相同的曲线图。基于它们的窄带性，这类码片序列不再适用于DSSS-传递并且因此也不被表示为“扩展序列”。在该例子中，该码片序列C_j'=(1,1,1,1,1,1,1,-1,-1,-1,-1,-1,-1,-1,-1)。串C_j因此刚好包含在7码片与8码片之间的从1到-1的阶跃。从1到-1的阶跃因此（几乎）在该串的中间。通过待传递的比特串d_i（在该例子中1,-1,1,-1,在该视图中以0.5划分单位）与码片序列C_j'的乘法，实际上实现了比特串d_i的曼彻斯特编码（参见图3），其中，“1”比特以下降沿来编码并且“-1”比特以上升沿来编码。属于其的相关函数是三角函数，并且所发送信号的频谱比在前面的、图4之一的例子中的情况更显著地窄带。

宽带的扩展序列至少在如下方面与窄带的码片序列不同，即，在宽带的扩展序列中，至少两个算术符号改变直接连续。与之相反，窄带的（适用于窄带传递的）码片序列不具有两个连续的算术符号改变。也就是说窄带的码片序列既不包含串{1,-1,1}，也不包含串{-1,1,-1}。所述窄带的码片序列在第一个码片之后和最后一个码片之前也不包含算术符号改变。也就是说，序列{1,1,1,1,1,1,-1}和{-1,-1,-1,-1,-1,-1,1}根据该标准也不是窄带的，虽然仅仅出现了一个算术符号改变。对于评价该区别标准而言，序列C_j可以周期性地继续（如已经提到的那样，j等于k模L_C)。

在“真实的”扩展序列的情况下，码片率的发射器侧的减少因此是不可能的（参见关于图6和图7的阐释）。窄带的码片序列无论如何都能够实现传码率的减少（参见关于图6和图7的阐释），这是因为两个或更多个连续的相同码片（也就是两个或更多个连续的“1”码片或“-1”码片）可以在发射器侧上组合成一个码。在具有码片序列{1,1,1,1,1,1,1,-1,-1,-1,-1,-1,-1,-1,-1}的对称曼彻斯特编码的前面的例子中可以针对这七个“1”码片发送一个码（也就是脉冲响应g_TX(t-k·T_SYMB)）并且针对八个“-1”码片发送一个码（也就是脉冲响应-g_TX(t-k·T_SYMB)），这导致传码率从600kBaud减少到80kBaud。

在应用（伪随机的）扩展序列C_j的情况下，信号能量大部分在通过垂直线标示的频率范围之内分配，而在经曼彻斯特编码的比特的情况下的能量基本上绕坐标系原点(f·T_Bit=0)分配。DSSS-接收器在相应地调整所述匹配滤波器40''的脉冲响应x(t)的情况下也可以被用于接收窄带信号，只要在发射器侧上相应地使用了窄带的码片序列，例如像在图5中的左边曲线图中示出那样的跳频序列（Sprungfolge）。DSSS-发射器的具体执行（图3a）和尤其是DSSS-接收器的具体执行（图3b）在此没有发挥重要作用。就像稍后还要阐释的那样，但是在使用窄带的码片序列（这些码片序列然后不再扩展频谱）的情况下可以在发射器侧上显著地减少（与“正常的”DSSS-运行相比）波特率（调制传码率）。

在图3b中示出的接收器例如示出了由HF带到基带的单级频率转换。但是，两级或更多级的混合也是可行的。发射器的或接收器的不同的组件可以选择式地通过软件来实现，这些软件通过适当的信号处理器来实施。发射器的和接收器的射频前端一般以模拟技术来执行。

在窄带运行中可以在根据图3a的DSSS-发射器的情况下运行具有显著减少的传码率（波特率）的发射器，例如如果使用了分级形式的码片序列C_j'的话。由此可以进一步减少发送信号s(t)或s_RF(t)的频谱的带宽。在图6中，尤其根据时间曲线图示出了两个比特和15倍扩展（具有15个码片的扩展序列）的DSSS-传递。在该例子中，由根据图3的DSSS-传递系统出发，该DSSS-传递系统以600kBaud（每秒600000个码片）的传码率和扩展系数L_C为15工作。

图6a的曲线图示出了两个比特d_i={l,-1}，其中，“逻辑0”通过-1代表并且“逻辑1”通过+1代表。曲线图（b）示出了在使用伪随机扩展序列-在该情况下为{1,1,1,1,-1,1,-1,1,1,-1,-1,1,-1,-1,-1}-时的合成式发送信号s(t)。根据待传递的比特的极性，倒置地或不倒置地发出已提到的扩展序列，其中，针对每个码片产生具有相应极性的相应码。在此，这些码相应于发射器侧的滤波器（见图3a，滤波器10）的脉冲响应g'_TX(t-k·T_CHIP)，所有脉冲的总和得出在图6b的曲线图中示出的发送信号s(t)。合成式发送信号s(t)的频谱根据伪随机的扩展序列的频谱特性是比较宽带的。

在图6c的曲线图中示出了就像图6b中那样的相同状况，具有如下区别，即，所使用的码片序列C_j不是（伪随机的并因此宽带的）扩展序列，而是具有阶跃函数的走向。也就是说，伪随机的扩展序列C_j={1,1,1,1,-1,1,-1,1,1,-1,-1,1,-1,-1,-1}被窄带的码片序列C_j'={-1,-1,-1,-1,-1,-1,-1,1,1,1,1,1,1,1,1}代替。在该例子中，窄带的码片序列因此包括七个连续的“-1”码片和八个连续的“1”码片，其中，针对每个码片产生一个相应的码（相应于滤波器10的脉冲响应）。通过专门地选择所述码片序列C_j'（七次“-1”和八次“1”）来引起待传递的比特的几乎对称的曼彻斯特编码。在接收器侧上可以容忍些许的不对称。但是，根据图6c的曲线图就像在DSSS-传递的情况下那样发出15个码。当传码率相应减少时，实现了带宽的进一步减少。在对称的曼彻斯特编码的该例子中，传码率可以从所提到的600kBaud减少到80kBaud（每秒减小80000码片），如果每比特传递仅仅多于两个码的话。为此仅需在发射器侧上相应地增大扫描周期T_SYMB（见图3a）并且相应地减少用于（数字式的）滤波器10的时钟率。从脉冲g_TX(t)得出相应扩宽的脉冲g''_TX(t)=g_TX(t/R)，其中，R相应于一系数，波特率以该系数为幅度被减少，在该情况下R=600/80=7.5。“1”码片的组被组合成第一码，并且“-1”码片的组被组合成第二码。针对每个码然后发送相应的脉冲g''_TX(t)。如上面已经提到的那样，码片的分别被组合成一个码的这些组不必强制大小相同（也就是说它们具有相同数目的码片）。如果这些组大致具有相同数目的码片（七次“-1”和八次“1”），是足够的。允许有多大的不平衡取决于相应的执行方案。因此，码片序列大量减少，而不会显著改变该码片序列的信号走向。在接收器侧上可以使用像DSSS-运行（也就是具有伪随机的扩展串）中那样的相同算法。也就是说，接收器继续以对于宽带DSSS-传递所需的全传码率（在该例子中为600kBaud）工作。如已经提到的那样，在接收器侧上仅需要调整所述匹配滤波器40''（见图3b）的脉冲响应。

图7示出了如图6那样的相同曲线图，但是是针对待传递的比特的不对称曼彻斯特编码的情况。在该例子中，窄带的码片序列是C_j={-1,-1,-1,-1,-1,-1,-1,-1,-1,-1,-1,-1,1,1,1}。没有传码率减少的合成式发送信号在图7c中示出。类似于前面的例子可以在发射器侧上减少传码率。替代15个码片，每比特仅发送多于五个码（见图7d），这意味着传码率减少到200kBaud。在分级形式的扩展序列的情况下，波特率可以至少以最大公约数（在本例子中3）减少，该最大公约数由“-1”码片的数目（在该例子中为12）和“1”码片的数目（在该例子中为3）构成。

窄带的码片序列（替代宽带的扩展序列）的在前面的例子中示出的使用和相应减少的传码率也可以在使用级联扩展模式的情况下使用。适当的发射器的例子在图8中示出。在DSSS-运行中例如使用两个伪随机序列C_n（内序列）和C_m（外序列）。

针对窄带运行，内序列尤其恒定地以“1”或“-1”填充（即十五个“1”或十五个“-1”），而外序列如前面的例子中那样例如被选择具有用于对称的或不对称的曼彻斯特编码的码片序列。然后，传码率的减少（与宽带DSSS-运行相比）超过内扩展而到这样的数值上是可行的，该数值对于同步到窄带的外序列上而言是需要的。

例如可以在15x15倍的级联扩展的情况下在发射器侧上使传码率从例如600kChip/s以系数75（15x5）为幅度减少（8kChip/s），只要在接收器侧上内码片序列恒定地选择为“+1”或“-1”且外码片序列例如选择为{1,1,1,1,1,1,1,1,1,1,-1,-1,-1,-1,-1}（五个“-1”跟随十个“1”）。根据本例子，DSSS-接收器首先借助于采集单元（例如见图3b）被同步到内扩展序列C_n并接下来同步到外扩展序列C_m。为此，在实际数据（有效载荷）之前例如发送一单倍（以内码片序列）扩展的区域以及例如具有相同码片率的两倍（即级联）扩展的区域，它们的相应的数据由对于接收器已知的训练序列组成。

因为内序列恒定地以“1”或“-1”填充，所以相关地在采集时内码片序列C_n可能无法得到关于比特界限的信息。但是至少，接收信号的频率误差f_E（在对内扩展采集的准确性的范畴内）可以被确定。

附图标记列表

5乘法器（扩展）

10、10'滤波器（在发射器侧）

20混频器（在发射器侧频率转换）

30混频器（在接收器侧频率转换）

31混频器（在接收器侧频率修正）

40、40'匹配滤波器（在接收器侧）

40''滤波器（在接收器侧）

50决策器单元

51追踪单元

52采集单元

d_i比特串（）

k时间指数（k=1,2,...）

L_C序列长度

j序列指数（j=k模L_C）

S_k码片串

s(t)发送信号（基带）

s_RF(t)发送信号（HF带）

r_RF(t)接收信号（HF带）

r(t)接收信号（基带）

g_TX(t)脉冲响应

g_RX(t)脉冲响应

h_MF(t)脉冲响应

x(t)脉冲响应

δ(t)狄拉克函数

f_TX发射器侧的载体频率

f_RX接收器侧的载体频率

_TX发射器侧的载体相位

_RX接收器侧的载体相位