法律状态公告日
法律状态信息
法律状态
2018-07-24
授权
授权
2016-03-16
实质审查的生效 IPC(主分类):H03H17/02 申请日:20151110
实质审查的生效
2016-02-17
公开
公开
技术领域
本发明属于软件无线电应用领域,具体涉及到宽频带数字收发系统、语音信号处理系统 以及多载波通信系统中的一种基于DFT的非最大抽取系统综合滤波器组构造方法。
背景技术
随着软件无线电系统、通信系统、视频信号分析、语音信号分析、图像信号处理、雷达 信号处理等领域的飞速发展,数字信号的处理技术越来越受到人们的关注。数字信号处理是 电子战与通信的基础,而电子战与通信是现代信息技术战争的两大战场,电子战中的许多技 术在通信领域里同样适用。滤波器组技术作为数字信号处理的关键技术之一,成为了软件无 线电应用领域的研究热点。综合滤波器组结构设计及其构造方法的研究是滤波器组技术中的 重要环节,优化的综合滤波器组结构设计可以极大地提高系统性能,降低资源消耗,对采用 滤波器组结构设计的软件无线电应用领域具有重要的现实意义。
在综合滤波器结构设计方面,专利《一种格形结构综合滤波器组的构造方法》(申请号: 2010100290218)采用了格形结构构造综合滤波器组,用于图像去噪领域,与本发明结构设计 不同;文献《综合滤波器组优化设计及其在图像处理中的应用》(武汉科技大学博士论文, 2014年)主要对图像处理中的一维、二维综合滤波器组优化设计进行了研究,均采用的是格 形结构,与本发明结构设计不同;文献《HDTV音频解码综合滤波器组算法优化及FPGA实 现》(电子测量技术,2008年)主要围绕音频处理中的综合滤波器组蝶形结构的FPGA实现问 题研究,并未给出综合滤波器组的具体构造方法,与本发明内容不同;文献《基于M通道 LPPRFB的综合滤波器对称性与长度选择方法研究》(仪器仪表学报,2009年)主要是围绕综 合滤波器的对称性和长度选择方法的研究,并未涉及到综合滤波器组的构造方法,与本发明 专利有别。
发明内容
本发明的目的提供了一种基于DFT的非最大抽取系统综合滤波器组构造方法。
本发明的目的是这样实现的:
一种基于DFT的非最大抽取系统综合滤波器组构造方法,利用移频模块,将有待综合的 M个子带基带复信号为分别乘以复指数调制因子,得到带宽相等、中心 频率等间隔排列的信号频谱分布方式;再将M个信道的调制数据经过傅立叶变换模块,对M 个子信道进行离散傅立叶逆变换IDFT,得到变换后数据;然后对IDFT后的数据进行滤波, 再经过上采样进行D倍插值,得到M个子信道插值后数据;最后经过延时模块、求和模块, 综合出最终的目标信号。
分析滤波器组包含M个带通滤波器,其Z变换定义为Hm(Z),m=0,1,...,M-1;带通滤 波器具有相同的带宽,每一个滤波器的中心频率表示为ωm,其中 ωm=2πm/M,m=0,1,...,M-1;原型滤波器的单位冲击响应是h(n)={h[0],...,h[N-1]},滤波器 长度为N,即0≤n≤N-1,其Z变换为:经过DFT调制,第m个信道 的带通滤波器为
综合滤波器组构造满足如下特征条件:
其中H(Z)为分析滤波器组原型滤波器,G(Z)为综合滤波器组原型滤波器,K(Z)为中间 处理单元频率响应,X(Z)为输入信号x(n)的Z变换,Y(Z)为输出信号y(n)的Z变换,M为 信道数,D为抽取数;
矩阵形式定义如下:
矩阵表示式为:
有用的信号转换函数;
为无用的信号混叠转换函数;
为零时:
则有:
为实现信号的有效传输,分析滤波器与综合滤波器的中间处理部分的频率响应K(Z)满 足:
KM×M=EM×M
EM×M为M阶单位矩阵;
第m个信道的综合滤波器频率响应为:
综合滤波器组多相分支滤波器构造过程如下:
(1)利用Remez函数设计综合滤波器组原型滤波器,单位冲击响应为 h0(n)={h[0],...,h[N-1]},滤波器长度为N,即0≤n≤N-1,其Z变换为:第m个信道的带通滤波器为其中ωm=2πk/K,k=0,1,...,K-1,相应的频率 响应为:
(2)设置信道数M=16,抽取数D=8,归一化通带截止频率为0.065,阻带起始频率分 别为0.114,滤波器阶数N=192,原型滤波器的系数*10-6如下:
h(n)=[-6.728,-7.634,-0.111,-0.145,-0.176,-0.194,-0.192,-0.159,......]1×196
(3)将原型滤波器系数转换成16×12的阵列,按照非最大抽取系统中设计参数 综合滤波器多相成分Fk(Z2)相当于在每个支路的多相滤波器间插一个0值,即 可得到16组多相成分Fk(Z2)(k=0,1,…15),其中插0值之后的每个多相成分Fk(Z2)为24 阶。
本发明的有益效果在于:本发明公布的一种基于DFT的非最大抽取系统综合滤波器组构 造方法,不仅原型滤波器设计简单,并且在约束条件相同的情况下,本发明可以得到更好的 阻带衰减,减少运算量和硬件资源损耗。该方法将传统的最大抽取系统推向适用性更广的非 最大抽取系统,给出的基于DFT的综合滤波器组构造方法具有计算量小、灵活性高的特点。
附图说明
图1本发明复指数调制后子信道信号频谱排列方式
图2非最大抽取系统滤波器组框图
图3一般的综合滤波器结构
图4本发明综合滤波器组高效结构
图5本发明原型滤波器频率响应
具体实施方式
下面结合说明书附图,详细描述本发明的具体实施方案。
本发明提供了一种基于DFT的非最大抽取系统综合滤波器组构造方法,采用的具体技术 方案及其结构流程主要包括以下几个方面:首先利用移频模块,将有待综合的M个子带基带 复信号为分别乘以复指数调制因子,得到带宽相等、中心频率等间隔 排列的信号频谱分布方式;再将M个信道的调制数据经过傅立叶变换模块,对M个子信道 进行离散傅立叶逆变换(IDFT),得到变换后数据;然后对IDFT后的数据进行滤波,再经过 上采样进行D倍插值,得到M个子信道插值后数据;最后经过延时模块、求和模块,综合出 目标信号。本发明将传统的最大抽取系统推向适用性更广的非最大抽取系统,不仅原型滤波 器设计简单,并且在约束条件相同的情况下,可以减少运算量和硬件资源损耗,给出的基于 DFT的非最大抽取系统综合滤波器组构造方法具有计算量小、灵活性高的特点。
为了完成上述目的,本发明采用的具体技术方案及其结构流程主要包括以下几个方面: 首先利用移频模块,将有待综合的M个子带基带复信号为分别乘以复 指数调制因子,得到如图1所示的带宽相等、中心频率等间隔排列的信号频谱分布方式;再 将M个信道的调制数据经过傅立叶变换模块,对M个子信道进行离散傅立叶逆变换(IDFT), 得到变换后数据;然后对IDFT后的数据进行滤波,再经过上采样进行D倍插值,得到M个 子信道插值后数据;最后经过延时模块、求和模块,综合出最终的目标信号。
如图2所示的滤波器组框图,已知分析滤波器组包含M个带通滤波器,其Z变换定义为 Hm(Z),m=0,1,...,M-1。带通滤波器具有相同的带宽,每一个滤波器的中心频率表示为ωm, 其中ωm=2πm/M,m=0,1,...,M-1。已知原型滤波器的单位冲击响应是 h(n)={h[0],...,h[N-1]},滤波器长度为N,即0≤n≤N-1,其Z变换为:经过DFT调制,第m个信道的带通滤波器为相应的频率响应为:
信道数目M与抽取倍数D之间的关系满足:当M/D=1,即M=D时为最大化抽取;当 M/D=F(F为大于1的整数)时,称为非最大化抽取。
定义分析滤波器与综合滤波器的中间处理部分的频率响应为K(Z),则综合出的目标信号 可以表示为:
将式(1)表示成矩阵形式,我们可以做如下定义:
上式(1)矩阵表示为:
式(2)中:
式(3)为M个信道、D倍抽取以及分析滤波器组与综合滤波器组的整个转换函数表达式。
式(3)中:
式(4)为有用的信号转换函数。
式(5)为无用的信号混叠转换函数。
由式(4)和式(5),式(3)可以表示为:
当式(5)为零时,即:
即:
由调制的相关理论,式(7)可以简化为:
为实现信号的有效传输,式(4)必须为分析滤波器组与综合滤波器组之间的整数倍延 迟,且分析滤波器与综合滤波器的中间处理部分的频率响应K(Z)满足:
KM×M=EM×M(9)
上式中:EM×M为M阶单位矩阵。
综上,有用的信号传输函数可以简化为:
为了实现信号的几乎完全重构,分析滤波器组h(n)与综合滤波器组g(n)需要满足式(8) 和(9)的条件,式(8)、(9)称为信号精确重构条件。
在分析综合滤波器组的结构方面,第m个信道的综合滤波器频率响应可以表示为:
式(11)中:
Fk(Z)为G(Z)的多相分量,P为大于N/M的最小整数。
由上式分析可知,可以用IFFT傅立叶逆变换表示。
基于综合滤波器结构,将D倍上采样模块移动到带通滤波器组之后,则此时第m个信道 的滤波器频率响应可以表示为:
一般的综合滤波器组结构,如图3所示。为M个子带基带复信号,m=0,1,2,...M-1, 为移频因子,D为上采样倍数,Gm(Z)为第m个信道原型滤波器频率响应。该结构 包括移频模块(101)、上采样模块(102)、带通滤波模块(103)、求和模块(104),该传统 的综合滤波器结构计算量大,滤波器部分设计复杂,且硬件实现不易。
一种基于DFT的非最大抽取系统综合滤波器组构造方法,其结构流程主要包括一下几个 方面:首先利用移频模块,将有待综合的M个子带基带复信号为分别 乘以复指数调制因子,得到如图1所示的带宽相等、中心频率等间隔排列的信号频谱分布方 式;再将M个信道的调制数据经过傅立叶变换模块,对M个子信道进行离散傅立叶逆变换 (IDFT),得到变换后数据;然后对IDFT后的数据进行滤波,再经过上采样进行D倍插值, 得到M个子信道插值后数据;最后经过延时模块、求和模块,综合出目标信号。
如图2所示的滤波器组框图,已知分析滤波器组包含M个带通滤波器,其Z变换定义为 Hm(Z),m=0,1,...,M-1。带通滤波器具有相同的带宽,每一个滤波器的中心频率表示为ωm, 其中ωm=2πm/M,m=0,1,...,M-1。已知原型滤波器的单位冲击响应是 h(n)={h[0],...,h[N-1]},滤波器长度为N,即0≤n≤N-1,其Z变换为:第m个信道的带通滤波器为相应的频率响应为:
在本实施例中,M=16,D=8.
定义分析滤波器与综合滤波器的中间处理部分的频率响应为K(Z),则综合出的目标信 号可以表示为:
将式(14)表示成矩阵形式,我们可以做如下定义:
上式(14)矩阵表示为:
式(15)中:
式(16)为16个信道、8倍抽取以及分析滤波器组与综合滤波器组的整个转换函数表达式。
式(16)中:
式(17)为有用的信号转换函数。
式(18)为无用的信号混叠转换函数。
由式(17)和式(18),式(15)可以表示为:
当式(18)为零时,即:
即:
由调制的相关理论,式(21)可以简化为:
同理,为实现信号的有效传输,式(17)必须为分析滤波器组与综合滤波器组之间的整数 倍延迟,且分析滤波器与综合滤波器的中间处理部分的频率响应K(Z)满足:
K16×16=E16×16(23)
上式中:E16×16为16阶单位矩阵。
综上,有用的信号传输函数可以简化为:
为了实现信号的几乎完全重构,分析滤波器组h(n)与综合滤波器组g(n)需要满足式(22) 和(23)的条件,式(22)、(23)称为信号精确重构条件。
在分析综合滤波器组的结构方面,第m个信道的综合滤波器频率响应可以表示为:
式(25)中:
由上式分析可知,可以用IFFT傅立叶逆变换表示。基于综合滤波器结构,将8倍 上采样模块移动到带通滤波器组之后,则此时第m个信道的滤波器频率响应可以表示为:
式(26)中:
为G(Z)的多相分量,P为大于N/16的最小整数。
本发明得到高效的综合滤波器组结构,如图4所示。
本发明中的一种基于DFT的非最大抽取系统综合滤波器组构造方法,主要包括以下几个 步骤:
步骤1:移频模块,有待综合的M个子带基带复信号为分别乘以 复指数调制因子,得到如图1所示的带宽相等、中心频率等间隔排列的信号频谱分布方式, 其中:复指数调制因子为e为自然数对数;j是虚数,满足j2=-1;π为圆周率; M为子信道个数;D为上采样倍数,m=0,1,...,M-1,n=(-∞,∞)。
步骤2:复指数调制模块,当M/D=1,即M=D时为最大化抽取;当M/D=F,(F为大 于1的整数)时,此时称为非最大化抽取,设计非最大化抽取系统复指数调制因子满 足以下条件:
步骤3:傅立叶变换模块,对M个子信道进行IDFT离散傅立叶逆变换,得到变换数据; 其中当子带信道数M满足M=2n,n=0,1,2...时,IDFT模块可以用IFFT傅立叶变换替换,很 大程度的减小运算量。如16点IDFT计算时,IDFT模块替换为IFFT模块时,计算量对比如 表1所示。
表1IDFT模块与IFFT模块计算量对比
步骤4:滤波模块,M个子信道的变换数据经过多相带通滤波组进行滤波,得到M个子 信道滤波后的信号;
在滤波器组的设计方面,本例M=16,D=8,采取原型滤波器为FIR滤波器,运用Remez 函数设计滤波器,归一化通带截止频率为0.065,阻带起始频率分别为0.114,滤波器阶数为 192。原型滤波器频率响应如图5所示。
原型滤波器的系数(*10-6)如下:
h(n)=[-6.728,-7.634,-0.111,-0.145,-0.176,-0.194,-0.192,-0.159,......]1×196(28)
将原型滤波器系数转换成16×12的阵列,然后由抽取和插值的相关理论可知,综合滤波 器多相成分Fk(Z2)相当于在每个支路的多相滤波器间插一个0值。
即:
F0(Z2)=[-6.72*10-600.00020-0.00060-0.000100.00610-0.01520 0.08390-0.016200.004800.00040-0.000700.00010]
F1(Z2)=[-7.63*10-600.00020-0.00050-0.000800.0070-0.01290 0.08190-0.016000.003300.00100-0.000700.00010]
F2(Z2)=[-0.11*10-600.00020-0.00040-0.001600.00760-0.00910 0.07800-0.014800.001800.00140-0.000600.00010]
F3(Z2)=[-0.14*10-600.00020-0.00010-0.00200.00760-0.00390 0.07230-0.012700.000300.00170-0.000500.72620]
F4(Z2)=[-0.17*10-60.000200.00010-0.003000.007100.00260 0.06510-0.01000-0.001000.00180-0.000400.44*10-60]
F5(Z2)=[-0.1949*10-600.000100.00040-0.003500.005900.01030 0.05680-0.00690-0.002100.00170-0.000300.21*10-60]
F6(Z2)=[-0.19*10-600.000100.00070-0.003800.004200.01900 0.04760-0.00380-0.003000.00160-0.000203.58*10-60]
F7(Z2)=[-0.15*10-600.16*10-600.00110-0.003800.001900.02830 0.03800-0.00080-0.003500.00140-0.90*10-60-8.59*10-60]
F8(Z2)=[-8.59*10-60-0.90*10-600.0010-0.00350-0.000800.03800 0.028300.00190-0.003800.001100.16*10-60-0.15*10-60]
F9(Z2)=[3.58*10-60-0.000200.00160-0.00300-0.003800.04760 0.019000.00420-0.003800.000700.00010-0.19*10-60]
F10(Z2)=[0.21*10-60-0.000300.00170-0.00210-0.006900.05680 0.010300.00590-0.003500.000400.00010-0.19*10-60]
F11(Z2)=[0.44*10-60-0.000400.00180-0.00100-0.010000.06510 0.002600.00710-0.003000.000100.00020-0.17*10-60]
F12(Z2)=[0.72*10-60-0.000500.00170]0.00030-0.012700.07230 -0.003900.00760-0.00230-0.000100.00020-0.14*10-60]
F13(Z2)=[0.00010-0.000600.001400.00180-0.014800.07800 -0.009100.00760-0.00160-0.000400.00020-0.11*10-60]
F14(Z2)=[0.00010-0.000700.001000.00330-0.016000.08190 -0.012900.00700-0.00080-0.000500.00020-7.63*10-60]
F15(Z2)=[0.00010-0.000700.000400.00480-0.016200.08390 -0.015200.00610-0.00010-0.000600.00020-6.72*10-60]
步骤5:上采样模块,对M个子信道滤波后的信号进行D倍插值,得到M个子信道插 值后数据;其中,D倍上采样模块与传统综合滤波器结构相比,位置在结构的后端,使本发 明在低采样率下进行,运算量减少。其理论在于,假设M个子信道采样速率为fs,则D倍 上采样后M个子信道采样速率Fs满足Fs=D·fs,信道采样速率增大D倍,即本发明减少了 运算量。
步骤6:单位延时模块,对M个子信道插值后数据分别进行相应的延时,实现多相结构;
步骤7:求和模块,对M个子信道信号进行重叠相加,得到求和的数据,即综合的信道 信号。
机译: 基于正弦和/或余弦调制滤波器组的基于DFT的多载波调制和多路复用器的通信系统中信号的传输(调制)和接收(解调)方法以及发送和接收设备的方法
机译: 具有多载波调制和基于多路复用器DFT滤波器组的通信系统中的传输方法(调制)和接收(解调)信号基于已调制的正弦和/或余弦设备进行发送和接收。
机译: 基于正弦和/或余弦调制滤波器组的基于DFT的多载波调制和多路复用器的通信系统中信号的传输(调制)和接收(解调)方法以及发送和接收的方法