位置估计设备、电机驱动控制设备和位置估计方法

摘要

一种估计电机的转子的位置的位置估计设备，包括：电流检测单元，其检测作为第一检测电流的线圈电流，所述线圈电流根据由控制信号和谐波信号相互重叠的信号来生成，所述控制信号控制旋转地驱动所述电机的驱动电流。该设备还检测作为第二检测电流的谐波电流，所述谐波电流为谐波信号的响应；并具有位置估计单元，其基于所述第二检测电流来估计所述电机的转子的位置。

说明书

背景技术

1.本发明的领域

本发明总体上涉及检测在电机中提供的转子的位置的位置估计设备、电 机驱动控制设备和位置估计方法。

2.现有技术的描述

在现有技术中，存在用于检测在电机中的转子的位置的已知技术，其中 具有足够高的频率的谐波被重叠到用于驱动以使电机旋转的驱动电压或驱 动电流的频率上。

一般地，在该技术中，使用称为“凸极性(saliency)”的特性，其中电 机线圈的电感(inductance)根据转子的位置而改变。在具有凸极性的电机 中，响应于谐波的输入而在电机线圈中生成的谐波的响应(下文称作“响应 信号”)的振幅根据转子的位置而变化。因此，在该技术中，转子的位置基 于谐波的输入、响应信号和电机模型公式来估计。

可以参照日本专利第3411878和3484058号。

可以参照R.Leidhold和P.Mutschler在IEEEIECON2008汇编，第 1240-1245页(2008年)中的“在无传感器位置检测中更高动态的改进方法 (Improvedmethodforhigherdynamicsinsensorlesspositiondetection)”。

发明内容

为了达到这种目的，本申请公开了以下结构。

根据本发明的一方面，一种估计电机的转子的位置的位置估计设备，包 括：电流检测单元，其检测作为第一检测电流的线圈电流，所述线圈电流根 据由控制信号和谐波信号相互重叠的信号来生成，所述控制信号控制旋转地 驱动所述电机的驱动电流，所述电流检测单元还检测作为第二检测电流的谐 波电流，所述谐波电流为谐波信号的响应；以及，位置估计单元，基于所述 第二检测电流来估计所述电机的转子的位置。

附图说明

当结合附图阅读时，从以下详细描述中，本发明的其它目的、特征和优 点将变得更加明显，在附图中:

图1示出了根据第一实施例的电机驱动控制设备；

图2示出了坐标系统的定义；

图3示出了换向(commutation)驱动部分；

图4示出了在驱动电路中的上臂的示例；

图5示出了根据第一实施例的换向驱动部分的操作；

图6示出了电流检测部分的示例；

图7示出了HPF的示例；

图8示出了根据第一实施例的检测电流“a_Iu”和谐波检测电流“a_Icu”；

图9示出了位置估计部分；

图10示出了观察器的示例；

图11示出了根据第一实施例的电机驱动控制设备的效果；

图12示出了根据第二实施例的电机驱动控制设备；

图13示出了根据第二实施例的换向驱动部分的操作；

图14示出了根据第二实施例由谐波生成部分所生成的谐波；

图15A和图15B分别示出了根据第二实施例的检测电流“a_Iu”和谐波 检测电流“a_Icu”；以及

图16A和图16B进一步分别示出了根据第二实施例的检测电流“a_Iu” 和谐波检测电流“a_Icu”。

具体实施方式

在现有技术的使用响应信号的振幅来检测电机的转子的位置的方法中， 响应信号的振幅根据谐波的频率和电机线圈的电感而变化。因此，当响应信 号的振幅相对于驱动电压或驱动电流较小时，准确地估计转子的位置变得困 难。

本发明是鉴于以上问题作出的，并且目的是提高估计转子的位置的准确 度。

根据一实施例，例如，提高估计转子的位置的准确度成为可能。

第一实施例

下文中，参照附图来描述第一实施例。图1示出了根据第一实施例的电 机驱动控制设备。

本实施例中的电机驱动控制设备100包括无刷电机10、电流检测部分 20、速度控制部分30、电流控制部分40、坐标变换部分50，坐标逆变换部 分60、位置估计部分70、谐波重叠部分80和换向驱动部分90。

无刷电机10包括转子11、线圈端子12以及线圈13。线圈13彼此具有 120度的相位差，并在星形连接中形成三相，即U相，V相，W相。转子 11设置在面向线圈13的位置处，并且包括交替的S极和N极的永磁体(未 示出)。无刷电机10由如下电流旋转：该电流根据转子11的角度而被适当 地换向并且从线圈端子12被供给至线圈13。这里，在本实施例中，假定转 子11的永磁体具有2×p个极(即，极对(polepair)数量为“p”)。

电流检测部分20检测U相和V相的线圈电流，并将该电流输出作为第 一检测电流。电流检测部分20提取线圈电流的谐波分量，并且将谐波分量 输出作为第二检测电流。以下对电流检测部分20的细节进行描述。

速度控制部分30基于预定的目标速度、与该目标速度相对应的速度指 令值“wtgt”以及由位置估计部分70所估计的估计速度“wm”来输出转矩 指令值“Te”，其是所要生成的转矩目标。

电流控制部分40包括电流目标生成部分(未示出)，其生成在d轴和q 轴中流动的电流的电流目标值，并且包括分别在d轴和q轴中的比例积分控 制器(未示出)。比例积分控制器分别基于d轴和q轴中的电流目标值以及 第一检测电流“d_Iu”和“d_Iv”来生成电压指令值“Vd”和“Vq”，所述 电压指令值是要被施加至d轴和q轴的电压的指令值。即，电压指令值“Vd” 和“Vq”表示如下这样的控制信号：所述控制信号用于控制要被供给至线圈 13以驱动无刷电机10的旋转的电流。

坐标变换部分50对由电流检测部分20检测的U、V和W相的电流执 行坐标变换，该坐标变换是从如图2中所示的彼此具有120度相位差的UVW 轴坐标系统到dq轴坐标系统的坐标变换，并且坐标变换部分50将该电流输 出为d和q轴中的检测电流。这里，“dq轴坐标系统”是指旋转正交坐标系 统，其按照从位置估计部分70获得的估计位置“the”来旋转。

具体而言，坐标变换部分50通过使用以下公式1的坐标变换计算来对 U相的第一检测电流“d_Iu”和V相的第一检测电流“d_Iv”执行坐标变换， 并且输出d轴中的第一检测电流“d_Id”和q轴中的第一检测电流“d_Iq”。 类似地，坐标变换部分50还对U相的第二检测电流“d_Icu”和V相的第二 检测电流“d_Icv”执行坐标变换，并且输出d轴中的第二检测电流“d_Icd” 和q轴中的第二检测电流“d_Icq”。

公式1

$\left(\begin{array}{c}Id\\ Iq\end{array}\right)=\sqrt{\frac{2}{3}}\left(\begin{array}{ccc}cos\left(the\right)& cos(the-\frac{2\pi }{3})& cos(the+\frac{2\pi }{3})\\ -sin\left(the\right)& -sin(the-\frac{2\pi }{3})& -sin(the+\frac{2\pi }{3})\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}Iu\\ Iv\\ Iw\end{array}\right)$

坐标逆变换部分60对重叠了谐波的输出指令值执行坐标逆变换，该坐 标逆变换是从dq轴坐标系统到UVW轴坐标系统的坐标逆变换，并且坐标 逆变换部分60输出相位电压指令值“Vu”、“Vv”和“Vw”，其分别指示要 被施加至U、V和W相的线圈端子12的电压值。具体而言，坐标逆变换部 分60通过使用以下公式2的坐标变换计算来对d轴中的输出指令值“Vmd” 和q轴中的输出指令值“Vmq”执行坐标逆变换，并且分别输出U、V和W 相的相位电压指令值“Vu”、“Vv”和“Vw”。

公式2

$\left(\begin{array}{c}Vu\\ Vv\\ Vw\end{array}\right)=\sqrt{\frac{2}{3}}{\left(\begin{array}{ccc}cos\left(the\right)& cos(the-\frac{2\pi }{3})& cos(the+\frac{2\pi }{3})\\ -\sin \left(the\right)& -\sin (the-\frac{2\pi }{3})& -sin(the+\frac{2\pi }{3})\end{array}\right)}^T\left(\begin{array}{c}Vd\\ Vq\end{array}\right)$

位置估计部分70基于下文描述的谐波指令值“Vcd”和“Vcq”、第二 检测电流“d_Icd”和“d_Icq”以及转矩指令值“Te”来输出转子11的估计 位置“the”(对应于电角度)和估计速度“wm”(对应于机械角度)。下文对 位置估计部分70的细节进行描述。

谐波重叠部分80包括谐波生成部分81和加法部分82，并且生成将被重 叠到电压指令值“Vd”和“Vq”上以输出为输出指令值“Vmd”和“Vmq” 的谐波信号。

谐波生成部分81生成谐波指令值“Vcd”和“Vcq”，所述谐波指令值 为具有频率“fc”和彼此不同的振幅和相位的正弦波，并且将分别在d轴和 q轴中被实现。在本实施例中，术语“谐波”是指谐波指令值“Vcd”和“Vcq”。

加法部分82将谐波指令值“Vcd”和“Vcq”与电压指令值“Vd”和“Vq” 相加，并分别输出为输出指令值“Vmd”和“Vmq”。即，在本实施例中， 输出指令值“Vmd”和“Vmq”是其中控制信号和谐波信号彼此重叠的信号。

在本实施例中，为了使线圈电流的谐波分量具有正弦波形，谐波频率“fc” 被设置为小于或等于由下文描述的PWM部分91所生成的脉冲宽度调制 (PWM)信号的频率的五分之一。在下文的描述中，PWM信号的频率称为 “PWM频率”。通常，PWM频率在10kHz到20kHz的范围内，并且正弦波 的频率在1-4kHz的范围内。为了生成谐波信号，不必使用专用的硬件，并 且可通过在微计算机处理器上执行的软件程序来生成。

换向驱动部分90对线圈端子12施加经脉冲宽度调制的电压，所述电压 基于相位电压指令值“Vu”、“Vv”和“Vw”。即，在本实施例中的线圈电 流对应于其中控制信号和谐波信号彼此重叠的信号。

下文中，参照图3对换向驱动部分90进行描述。

根据本实施例的换向驱动部分90包括PWM部分91和驱动电路95。

PWM部分91对相位电压指令值“Vu”、“Vv”和“Vw”执行脉冲宽度 调制，以生成三相位的栅极信号“UH”、“VH”、“WH”、“UL”、“VL”和 “WL”。栅极信号“UH”、“VH”、“WH”、“UL”、“VL”和“WL”被供给 至驱动电路95。

驱动电路95包括三相连接中的上臂96和下臂97。在驱动电路95中， 上臂96和下臂97的开关设备由栅极信号(“UH”、“VH”、“WH”、“UL”、 “VL”和“WL”)来导通和关断(受控)。驱动电路95将经脉冲宽度调制 的电压施加至线圈端子12以将电流供给至线圈13，并旋转地驱动转子11。

图4示出了在驱动电路95中的上臂96的示例。在驱动电路95的上臂 96中，二极管99与被连接到电源电压“Vcc”的开关设备98并联。下臂97 具有与上臂96相似的结构，并且被连接至接地“GND”。

图5示出了根据第一实施例的换向驱动部分90的操作。这里，U相、V 相和W相的结构彼此相似。因此，参照图5来仅对U相进行描述。

在图5中，在第一部分中所示的载波“Vc”被假设为具有预定PWM信 号的周期“tpwm”且具有从“GND”到电源电压“Vcc”范围内的振幅的三 角波。在下文的描述中，PWM信号的周期被称为“PWM周期”。

PWM部分91将载波“Vc”中的电源电压“Vcc”与“GND”之间的中 值(Vcc/2)设置为虚拟零，将相位电压指令值“Vu”与载波“Vc”比较以 生成PWM信号“Uon”。这里，相位电压指令值“Vu”在PWM周期的开头 处被更新。

此外，如第三和第四部分中所示的，PWM部分91生成上臂95的开关 设备98的栅极信号“UH”，所述栅极信号具有相对于PWM信号“Uon”的 延迟“td”。此外，PWM部分91通过反转PWM信号“Uon”来生成下臂97 的开关设备的栅极信号“UL”，并且将上升沿(Uon中的下降沿)延迟两倍 的时段“td”。这里，时段“td”是指防止短路(short-prevention)时段(死 区时间，deadtime)，其被提供以防止上臂96的开关设备与下臂97的开关 设备之间的短路。

此外，PWM部分91在已从PWM周期的中间经过延迟时段“td”之后 的定时处将触发“trg”输出至电流检测部分20。这个延迟时段对应于具有 相对于载波“Vc”的延迟时段“td”的栅极信号“UH”和“UL”的生成。

接下来，参照图6对电流检测部分20进行描述。图6示出了电流检测 部分20的示例。

电流检测部分20在U、V和W相位中的至少两个相位中具有相同的配 置。因此，参照图6来仅对U相进行描述。

根据本实施例的电流检测部分20包括分流电阻器21U、差分放大器 22U、AD转换器23U、以及高通过滤器(HPF)26U。

分流电阻器21U被插入在线圈端子12与换向驱动部分90之间的线圈电 流路径上。

差分放大器22U具有反相输入端子和非反相输入端子，它们被连接到分 流电阻器21U的各个端，以便检测与电流量成比例的电压降；以预定的放大 率来放大电压降；并且输出被放大的电压。在本实施例中，差分放大器22U 的输出被定义为检测电流“a_Iu”。

以如下这样的方式来设置预定的放大率：基于由电机的运行条件所假设 的线圈电流的振幅和分流电阻器21U的电阻值来使差分放大器22U的输出 在AD转换器23U的输入满量程的范围内。

AD转换器23U使用预定的量化分辨率(quantizationresolution)作为最 小单位，将以预定的周期采样的、差分放大器22U的输出值转换为数字值， 以便输出为检测电流。这里，量化分辨率(V/LSB)是指通过根据数据分辨 率(LSB)来划分输入满量程的电压(V)而获得的值，所述输入满量程是 AD转换器23U的硬件规格。

HPF26U是高通过滤器，其衰减检测电流“a_Iu”中的、作为用以驱动 电机的电流的基波分量以提取谐波分量，并且HPF26U输出谐波检测电流 “a_Icu”。基波分量是指与从电流控制部分40输出的电压指令值“Vd”和 “Vq”相对应的驱动电流。

图7示出了HPF26U的示例。图7中的HPF26U是主高通过滤器，并 且通带的增益“Ghpf”和截止频率“fhpf”可以按照下述公式3进行设置。

公式3

$Ghpf=-\frac{R_2}{R_1},fhpf=\frac{1}{2\pi C1R1}$

这里，截止频率“fhpf”被设置为小于谐波的频率“fc”的三分之一， 因此截止频率“fhpf”相对于电流波形的频率是足够大的，并且因而不会衰 减谐波分量。此外，以如下方式将更大的值(大于1)设置作为过滤器放大 率的“R2/R1”：HPF26U的输出在AD转换器23U的输入满量程范围之内。 然而，在图7的示例中示出了反相放大。因此，符号在后面的部分被反相(未 示出)。

在本实施例中的AD转换器23U使用预定的量化分辨率作为最小单位来 将谐波检测电流“a_Icu”的采样值转换为数字值，从而每当接收到图5的底 部中所示的触发“trg”时便输出作为第二检测电流“d_Icu”。

此外，本实施例中的AD转换器23U在不影响谐波检测电流“a_Icu” 的转换的预定定时处采样检测电流“a_Iu”，并且执行相似的转换以输出作为 第一检测电流“d_Iu”。

这里，在本实施例中，描述了电流检测部分20包括HPF26U的情形。 然而，本发明并不限于这种配置。例如，电流检测部分20可以具有能够衰 减基波分量并提取谐波分量的过滤器。

下文中，参照图8来对根据本实施例的电流检测部分20的操作进行描 述。图8示出了根据第一实施例的检测电流“a_Iu”和谐波检测电流“a_Icu”。

在图8中，实线用于表示检测电流“a_Iu”的波形，并且虚线用于表示 谐波检测电流“a_Icu”的波形。

被输入到电流检测部分20的信号是重叠的信号，在该信号中，具有较 高频率和较小振幅的信号被重叠在具有较低频率和较大振幅的信号上。后者 是用于旋转地驱动电机的驱动电流，而前者是谐波电流，其是对谐波信号的 响应。

在本实施例的电流检测部分20中，通过使用HPF26U，检测电流“a_Iu” 的基波以及通带的较大增益(至少大于1)以如下这样的方式来设置：HPF 26U的输出在AD转换器23U的输入满量程范围内。在本实施例中，通过这 么做，可获得如图8的虚线中所示的谐波检测电流“a_Icu”。

如上所述，根据本实施例，可增加被检测为谐波的响应信号的谐波检测 电流“a_Icu”的振幅。

根据本实施例，通过这么做，即使线圈电流中的谐波分量的振幅很小的 时，也可减少量化误差的影响，而无需改变作为AD转换器23U的硬件规格 的数据分辨率。因此，可通过使用由电流检测部分20所检测的谐波电流 “a_Icu”的位置估计部分70，来提高估计转子11的位置的准确度。

接下来，参照图9来对位置估计部分70进行描述。图9示出了根据本 实施例的位置估计部分70。

本实施例中的位置估计部分70包括解调部分71和观察器72。本实施例 中的解调部分71通过在谐波指令值“Vcd”和“Vcq”与d轴和q轴中的第 二检测电流“d_Icd”和“d_Icq”之间执行乘法，以及通过使用过滤器提取 低频率分量，来提取转子11的位置(对应于电角度)和估计误差“Dif”，该 估计误差为估计位置“the”的误差。

观察器72基于估计误差“Dif”来输出转子11的估计位置“the”(对应 于电角度)和估计速度“wm”(对应于机械角度)。

图10示出了观察器72的示例。根据本实施例的观察器72包括误差收 敛部分(errorconvergesection)76和电机模型部分77。

误差收敛部分76是针对估计误差“Dif”的PID控制器，其包括乘以相 应的增益的比例项、积分项(Integralterm)和导数项(Derivativeterm)。然 而，为了简化计算，导数项不求导而是乘以等价的常数，并且其结果与下文 描述的电机模型部分77中的积分项的后面部分相加。

电机模型部分77是指其中无刷电机10的机械部分被数据建模的模型。 电机模型部分77基于来自误差收敛部分76的输出来估计转子11的速度， 并且输出估计速度“wm”(对应于机械角度)。此外，电机模型部分77通过 使用极对数量“p”和以下公式4来计算估计位置“the”(对应于电角度)， 并输出估计位置“the”。

公式4

the＝p×∫(wm)dt

下文中，参照图11来描述根据实施例的效果。图11示出了根据第一实 施例的电机驱动控制设备的效果。

图11示出了检测电流的示例，所述检测电流由仅包括差分放大器和AD 转换器的电流检测部分来检测。在图11中，虚线表示基波形，并且点划线 表示谐波被重叠在基波上的波形。此外，图11的实线表示谐波被重叠在基 波上的波形，该谐波具有比虚线中的谐波更高的频率。这里，术语“基波” 是指与从电流控制部分40输出的电压指令值“Vd”和“Vq”相对应的电 流的波形。

此外，在图11中，假定虚线中的谐波的振幅级别与实线中的谐波的振 幅级别相同。在该情况下，如图11中所示，当增加谐波的频率时，谐波的 响应信号的振幅级别由于线圈电感的作用而被降低。因此，在AD转换器中 的谐波分量的量化误差增大，这可能使得难以准确地估计转子的位置。

然而，在谐波被重叠的情况下，在转子的位置估计中，如果谐波的频率 是在可听范围内，则由于该频率所以出现噪声。因此，为了减少噪声，期望 增大谐波的频率。

为了增加谐波的频率并同时防止响应信号的振幅级别的降低，考虑增大 被重叠的谐波的振幅级别。然而，在该情况下，存在电源电压的限制，并且 如果改变电源电压，则成本显著增加。因此，难以改变电源电压。

此外，作为另一想法，考虑增加电流检测部分的差分放大器的增益。然 而，在该情形中，基波的振幅(即用以旋转地驱动电机的线圈电流)是基于 电机的使用条件，诸如负载转矩等，来确定的，而不论谐波如何。鉴于此， 增加差分放大器的增益是不实用的。

在又一想法中，考虑改变AD转换器的量化分辨率(V/LSB)以具有高 分辨率，从而减少量化误差并增加位置估计的准确度。然而，这种硬件规格 的改变伴随着巨大的成本增加。因此，这个想法也难以实践。

另一方面，根据本实施例，检测电流的基波由电流检测部分20的HPF 26U来衰减，并且进一步，以如下这种方式来将通带的增益设置成较大值： HPF26U的输出不超出AD转换器23U的输入满量程的范围。通过这么做， 根据本实施例，相对于基波的频率，可充分地增大被重叠在基波上的谐波的 频率，而且可获得具有一振幅级别的响应信号从而准确地估计转子的位置。

即，根据本实施例，可在不改变电源电压和AD转换器的硬件规格的情 况下，准确地估计转子的位置。

此外，根据本实施例，具有比基波的频率大得足够多的频率的谐波是指， 例如，具有基波的频率的10倍或10倍以上的频率的谐波。

第二实施例

下文中，参照附图来对第二实施例进行描述。在第二实施例的描述中， 只描述与第一实施例的区别，并且使用相同的参考标记描述与第一实施例中 的功能和元件相同的功能和元件，并且省略对它们的重复描述。

本实施例与第一实施例不同之处在于，线圈电流的谐波分量为矩形波。 根据本实施例，由于谐波分量的矩形波，所以可将谐波的频率设置为高于人 类可听范围，使得噪声变得不被人类所注意。

图12示出了根据第二实施例的电机驱动控制设备。

在图12的电机驱动控制设备100A中，换向驱动部分90将作为脉冲信 号的触发“trg”输出到电流检测部分20以及谐波重叠部分80的谐波生成部 分81。

本实施例中的换向驱动部分90以与第一示例中的方式不同的方式来操 作。在下文中，参照图13来对根据本实施例的换向驱动部分90的操作进行 描述。图13示出了根据第二实施例的换向驱动部分90的操作。

本实施例中的PWM部分91对指示要被施加至线圈12的电压值的相位 电压指令值“Vu”、“Vv”和“Vw”执行脉冲宽度调制，从而基于预定的逻 辑来生成三相栅极信号“UH”、“VH”、“WH”、“UL”、“VL”和“WL”。栅 极信号“UH”、“VH”、“WH”、“UL”、“VL”和“WL”被供给至驱动电路 95。

这里，U相、V相和W相的结构彼此相似。因此，参照图13来仅对U 相进行描述。

这里，假定在图13的第一部分中所示的载波“Vc”为在预定PWM周 期“tpwm”处的三角波并且具有从接地“GND”到电源电压“Vcc”的振幅。 本实施例中的PWM部分91将载波“Vc”中的电源电压“Vcc”与“GND” 之间的中值(Vcc/2)假定为虚拟零，并将相位电压指令值“Vu”与载波“Vc” 比较以生成图13的第二部分中所示的PWM信号“Uon”。

这里，相位电压指令值“Vu”在PWM周期的开头和中间处被更新。这 是为了将下文描述的矩形波形的谐波的周期设置为与PWM周期相同。

此外，本实施例中的PWM部分91，在从PWM周期的开头和中间已经 过延迟时段“td”之后的定时处，输出为脉冲信号的触发“trg”两次。因此， 在根据本实施例的电流检测部分20中，在一个PWM周期内触发“trg”的 接收次数是根据第一实施例的电流检测部分20中的接收次数的两倍。此外， 这个延迟对应于如下事实：栅极信号(“UH”和“UL”)被生成为相对于载 波“Vc”具有延迟“td”。

此外，在本实施例中，触发“trg”被供给至谐波生成部分81。

在本实施例的谐波重叠部分80中，谐波生成部分81生成具有矩形波形 的谐波指令值“Vcd”和“Vcq”，其中被注入到d轴和q轴的谐波频率“fc” 与PWM频率相同(＝1/tpwm)。

例如，如图14中所示，本实施例中的谐波生成部分81生成如下矩形波： 其在每侧具有从零开始的振幅“ac”，而且上升与载波“Vc”的波峰同步并 且下降与载波“Vc”的波谷(bottom)同步。图14示出了由根据第二实施 例的谐波生成部分81所生成的谐波。

通常，PWM频率在从10kHz到20kHz的范围之内，并且在使用具有 矩形波的谐波的方法中，如下一系列的操作在一个PWM周期中被执行两次， 该一系列的操作是重叠谐波、反相变换坐标、检测谐波电流、转换坐标和估 计位置。因此，优选的是具有用于该一系列操作的专用硬件。然而，这一系 列的操作可以由软件程序来执行。

在下文中，参照图15A至图16B来对检测电流“a_Iu”和谐波检测电流 “a_Icu”进行描述。图15A和图15B分别示出了根据第二实施例的检测电 流“a_Iu”和谐波检测电流“a_Icu”。

图16A和图16B进一步分别示出了根据第二实施例的检测电流“a_Iu” 和谐波检测电流“a_Icu”。图16A和图16B是在水平(时间)轴上用10倍 的放大率分别放大的图15A和图15B的示图。

在本实施例中，由于高谐波频率“fc”(与PWM频率相同)和电感的性 能，所以谐波检测电流“a_Icu”具有与三角形波相似的波形。然而，将理解 的是，该波形具有足够振幅以通过提取和放大谐波分量来估计转子11的位 置。

因此，根据本实施例，可在不改变电源电压和硬件规格的情况下，准确 地估计转子的位置。此外，在本实施例中，通过将谐波的频率设置为等于 PWM频率，可将谐波的频率设置为高于人类可听范围，因此噪声变得不被 人类所注意。

应注意，在第一和第二实施例中所描述的电机驱动控制设备还可以应用 于其中具有凸极性的电机被驱动的任意设备中。具体而言，例如，根据实施 例的电机驱动控制设备还可以应用于具有各种类型的电机中的任一个的成 像装置。

虽然为了完整而清楚地公开，已参照具体实施例对本发明进行了描述， 但所附权利要求不会因此受到限制，而是可以被解释为包含完全落入本文所 阐述的基本教导的范围内的、本领域技术人员可以想到的所有修改和变化。

本申请基于2014年7月14日提交的日本专利申请第2014-144072号并 要求其优先权权益，通过援引的方式该专利申请的全部内容并入本文。