用于光通信的自适应后数字滤波器和符号间干扰均衡器

摘要

本发明涉及用于光通信的自适应后数字滤波器和符号间干扰均衡器。在相干光接收器中接收已调制光信号，相干光接收器采用后数字滤波器和诸如最大似然序列估计(MLSE)或Bahl-Cocke-Jelinek-Raviv(BCJR)算法的符号间干扰(ISI)均衡器。一些公开的技术针对在不同的频谱变窄的操作场景下自适应地调整后数字滤波器的时域冲激响应(或等价地调整频域中的频率响应)和ISI均衡器的相应结构。

说明书

相关申请的交叉引用

本专利文件要求2014年7月16日提交的美国临时专利申请第 62/025,247号的权益。上述专利申请的全部内容以引用的方式作为本文件 的公开内容的一部分并入本文。

技术领域

本专利文件涉及到光信号接收和处理。

背景技术

诸如无线通信、光纤通信等的应用领域中对于数据通信具有不断增长 的需求。对于核心网络的带宽需求尤其高，因为不只是诸如智能手机和计 算机的用户设备由于多媒体应用而使用越来越多的带宽，而且设备的总数 也在增长，用于这些设备的数据在核心网络上被传输。

发明内容

在一些公开的实施例中，公开了接收和处理已调制信号以恢复调制在 信号上的数据的技术。在一些实施例中，使用具有自适应系数的后数字滤 波器，以便补偿接收信号中由随着时间变化并导致对已调制信号的窄带滤 波的信道条件引起的失真，从而导致符号间干扰(ISI)。自适应数字后滤 波器的输出可通过ISI均衡器进行处理，可使用ISI均衡器提供反馈信号， 反馈信号被用于改变自适应后滤波器的滤波器系数值。

在一个示例方面，公开了从已调制信号恢复信息比特的方法。已调制 信号可能具有使用相干调制技术调制的信息比特。所述方法包含接收模拟 形式的已调制信号；将模拟形式的已调制信号转换为数字化信号；通过处 理数字化信号，估计用于相干调制技术的已调制信号和调制载波中的信道 损失；使用包括多个滤波器系数的有限冲激响应数字后滤波器对已处理的 数字化信号操作进行滤波，以产生滤波器输出；以及在滤波器输出上进行 符号间干扰(ISI)均衡以产生对信息比特的估计。

在另一个示例方面，公开了用于恢复光通信系统中的相干载波上调制 的数据比特的光接收器装置。装置包含接收模拟形式的已调制信号的射频 前端；将模拟形式的已调制信号转换为数字化信号的模数转换器；估计器， 所述估计器通过处理数字化信号估计用于相干调制技术的已调制信号和 调制载波中的信道损失；使用包括多个滤波器系数的有限冲激响应数字后 滤波器对已处理的数字化信号操作进行滤波以产生滤波器输出的滤波器； 以及在滤波器输出上进行均衡以产生对信息比特的估计的符号间干扰(ISI) 均衡器。

在另外一个示例方面，公开了包含光信号发送器、光传输网络和光信 号接收器的光通信系统。光信号发送器使用相干调制技术产生模拟形式的 光信号，光信号包括信息比特。光传输网络传输光信号。光信号通过光传 输网络接收模拟形式的已调制信号；将模拟形式的已调制信号转换为数字 化信号；通过处理数字化信号估计用于相干调制技术的已调制信号和调制 载波中的信道损失；使用包括多个滤波器系数的有限冲激响应数字后滤波 器对已处理的数字化信号操作进行滤波以产生滤波器输出；以及在滤波器 输出上进行符号间干扰(ISI)均衡以产生对信息比特的估计。

附图说明

图1是使用相干检测的预滤波波分复用(WDM)传输系统的示例的 框图，相干检测同时采用了后数字滤波器和ISI均衡器DSP(数字信号处 理)模块。

图2是使用相干检测的多个级联的ROADM(可重构光分插复用器 (reconfigurableopticaladd-dropmultiplexer))传输系统的示例，相干检 测同时采用了后数字滤波器和ISI均衡器DSP模块。

图3是使用针对ISI损失的均衡的DSP处理的示例。

图4示出了对于使用和不使用抽头系数调整的2抽头后数字FIR(有 限冲激响应)滤波器的幅频响应的示例。

图5示出了对于使用和不使用抽头系数调整的3抽头后数字FIR滤波 器的幅频响应的示例。

图6示出了在用于各种频谱变窄的信道条件的2阶高斯预滤波的情况 下的光性能的可调幅频响应的示例。

图7示出了在用于各种频谱变窄的信道条件的3阶高斯预滤波的情况 下的光性能的可调幅频响应的示例。

图8示出了自适应后数字滤波器和相应的ISI均衡器子系统的示例结 构。

图9示出了基于在星座图中的[-0.35,0.35]区域中的统计样点数量的计 算的性能评估器准则的示例。

图10示出了基于X偏振实值在[-0.35,0.35]区域中的统计样点数量的 计算的性能评估器准则的示例。

图11A描绘了用于作为后数字滤波器系数的函数的上界的统计区域选 择准则的示例。

图11B描绘了示出判决门限(硬门限或软门限)之间的关系的示例图。

图12示出了基于针对X偏振的实值统计样点数量的计算的性能结果 的示例。

图13是光通信系统的示例。

图14是光通信的方法的流程图示例。

图15是用于光通信的装置的示例的框图。

具体实施方式

随着对于在通信网络上传输的带宽的需求的近期增长，网络运营者、 服务供应商和设备销售商们一直在寻找使用现有网络基础设施提高网络 吞吐量的方法。在通信网络的核心处，来自多个用户的数据常常被汇聚在 一起并在光传输介质上传输。因此，光发送和接收技术的进步不只仅仅使 核心网络受益，而且还使在诸如移动(蜂窝)网络、有线调制解调器网络 和其他网络的现今的通信网络中的总的端到端用户体验受益。

本文中所描述的技术可被用于比传统方法更精确地从传输信号中接 收已调数据(例如，具有降低的误比特率)等。在另一个方面，该技术可 被用于提高传输数据的信噪比余量，从而有可能提高在每赫兹每秒的基础 上可被传输的数据量。

图13示出光通信系统1300，在其中可实践本文公开的技术。将一个 或多个光发送器1302通过光网络1304与一个或多个光接收器1306在通 信上进行耦合。光网络1304可包括光纤，光纤长度从几百英尺(例如， 最后一英里接入(lastmiledrop))延伸到几千公里(长距离网络)。被 传输的光信号可穿过诸如放大器、中继器、交换机、可重构光分插复用器 (ROADM)等的中间光设备，为了清楚的原因，未在图13中示出这些中 间光设备。可在光装置1302、1306的接收侧电子部件中实现本文所描述 的技术。

基于相干检测和数字信号处理(DSP)的光接收技术在超高速光传输 中已确立了它们不可或缺的作用，以提高接收器灵敏度并获得信号损失的 优质信道均衡。提高频谱效率(SE)和灵活配置光交换是发展高速光传输 网络中的主要促进因素。为了提高频谱效率(SE)并从而提高总信道容量， 人们已经证明脉冲成形或窄带预滤波是到达超奈奎斯特带宽的有效方式。 在这些实现中，信道间隔通常被设为小于波特率(奈奎斯特带宽)。

相似地，由于经过基于多个波长选择开关(WSS)的光节点之后的频 谱截断，可重构光分插复用器(ROADM)可使光信号带宽变窄。

在这些情况中的任何一种情况下，都能补偿ISI损失，以便获得可接 受的性能。使用后数字滤波器和诸如最大似然序列估计(MLSE)或Bahl、 Cocke、Jelinek和Raviv(BCJR)的后续多符号检测算法的方案被证明为可 用于有效的噪声抑制和对ISI损失的均衡，其中BCJR是用于在网格上定 义的纠错码的最大后验概率解码的算法。然而，这些方案缺乏对于方案在 许多不同操作场景下可获得的最大增益的自适应能力。一个有利的方面是， 通过使用后续的多符号检测方案来自适应地调整后数字滤波器，从而优化 匹配滤波器功能以提高总体系统性能，本文中公开的技术可被用于在不同 的频谱变窄操作场景下获取最大增益。

在典型的数字光相干接收器中，通常以自适应方式使用诸如恒模算法 (CMA)或判决导引LMS算法的最小均方(LMS)算法。蝶式均衡器结 构也常常被用于实现。这些线性均衡器在具有良好频谱特性的信道上提供 良好性能，以补偿主要线性传输损失。当信号穿过带宽受限的信道时，信 号通常遭受ISI损失。期望全响应均衡器表现出与信道频率响应基本上呈 倒数关系的频率响应，这意味着特定频谱分量的衰减将转化为线性均衡器 在相同频谱分量上的增益。然而，在相同频谱分量上的带内噪声也与信号 一起被放大。其结果是，增大了噪声并降低了信号的SNR。

在这种带宽受限的传输的情况下，DSP可利用有限冲激响应(FIR) 后数字滤波器和多符号检测算法来抑制增大的噪声并补偿ISI失真。除了 典型的DSP流之外，在一些实施例中，在载波频率和相位恢复之后增加后 数字滤波器。后滤波器的一个功能是抑制由在其之前的其他均衡处理导致 的增大的噪声，因此导致显著的信噪比提高。通过将其判决建立在连续信 号间隔上的所接收的信号序列的观察之上的多符号检测方案，分别对四个 正交分量中的每一个正交分量所引入的ISI进行均衡。

通常使用的FIR滤波器具有简单的结构，例如，只有具有特定值的抽 头系数的2个或3个抽头，以便抑制增大的噪声，后续是相应的用于多符 号检测算法的MLSE或BCJR。然而，在实际传输系统中，该后数字滤波 器和多符号检测方案的输入信号可能在不同的操作情况下具有不同程度 的ISI损失，且ISI损失还可随着不同信道条件改变，例如，所述不同信道 条件为在保护和恢复操作之后的ROADM节点数量的变化。因此，为了充 分利用由该方案提供的能力，重要的是后数字滤波器和对应的ISI均衡器 具有关于ISI损失条件的准确的先验信息，并从而具有用于最优噪声抑制 的匹配滤波器函数的准确的先验信息。因为实际操作期间的信道带宽可能 动态变化，所以有效的技术手段应当自适应地跟踪或估计带宽利用率，以 便获得最优SNR性能。

在同时采用后数字滤波器和ISI均衡器的相干光接收器中，ISI均衡器 可以基于后数字滤波器的冲激响应来改变均衡器参数的值。当后数字滤波 器的冲激响应接近整个信道链路的匹配滤波器时，SNR通常达到其对于频 谱变窄的信道情况下的严重ISI损失的最优值。然而，该方案将对后数字 滤波器的冲激响应偏离其链路的匹配滤波器时的特定操作条件引入不利 结果。一个原因是ISI损失的均衡和增大的高频噪声分量之间的不平衡。

本文公开了用于在相干光接收器中接收已调光信号等的技术，相干光 接收器同时采用后数字滤波器和符号间干扰(ISI)均衡器，诸如最大似然 序列估计(MLSE)或Bahl-Cocke-Jelinek-Raviv(BCJR)算法。一些公开的 实施例针对在不同的频谱变窄的操作场景下自适应地调整后数字滤波器 的时域冲激响应(或等同地调整频域中的频率响应)和ISI均衡器的相应 结构。

后数字滤波器的调整提供了用于优化噪声抑制的匹配滤波器功能等， 且随后的ISI均衡器实现对于滤波器引入的符号相关性的最优检测，以提 高光信噪比(OSNR)的系统余量。

在另一个有利的方面，一些实施例可以基于传输链路的不同带宽限制 程度来自适应地优化后数字滤波器和相应ISI均衡器的冲激响应或频率响 应。在一些实现中。在不同实现中，光接收方法可以采取来自ISI均衡器 模块的软信息值和硬信息值输出，评估均衡效果的输出信号性能，且然后 自适应地向用于优化均衡性能的相应模块提供数字滤波器的冲激或频率 响应和ISI均衡器的变化的调整信息。该实现持续从已均衡的信号获取反 馈，以便进一步提高已调整的滤波器形式和随后的ISI均衡器的精确度。 性能评估可基于对误差矢量幅度(EVM)、标准偏差或在软信息值的特定 区域中的统计样点的数量、或者来自ISI均衡器的输出的硬信息值的误码 率(BER)的计算。本文所述的方法可被用于使用后数字滤波器和ISI均 衡器方案的具有频谱变窄损失的光通信系统和其他系统中。所公开的技术 还可应用于其他通信网络，例如同轴、无线或电话线网络，其中在传输期 间对所传输的信号进行低通滤波，从而引入ISI。

图1示出具有相干检测的预滤波WDM(波分复用)传输系统的示例， 其为示例性实施例。光波产生的激光(101)被偏振分束器(PBS)分离， 并被QPSK光调制器分别调制，且随后使用偏振合束器(PBC)结合，以 实现偏振复用的QPSK调制(102)。通过数模转换器产生输入驱动信号。 然后使用具有窄带滤光功能的光复用器(103)，以进行积极的频谱成形 和复用功能，从而获得预滤波的信号，例如，以获得亚奈奎斯特采样信号 (符号带宽＞信道间隔)、奈奎斯特采样信号(符号带宽＝信道间隔)或 过奈奎斯特采样的WDM信号(符号带宽＜信道间隔)。这种预滤波系统 的一种实现是基于诸如波长选择开关(WSS)的常规光滤波器。光滤波器 同时还能进行光复用功能。另一个实现是基于数字域中的发送器处的DAC (数模转换器)。在同一个IQ调制器中对光载波的同相和正交相位分量 进行调制，所述同一个IQ调制器由两个独立电脉冲形状的信号驱动。发 明人的仿真和实验已经示出这两个技术可能达到与理想滤波器形式相同 的灵敏度性能。

未补偿传输链路(104)的色散(CD)，且传输链路(104)在每一个 段都由光放大器(OA)和光纤组成。被传输之后，光解复用器(105)被 用于将WDM信道解复用，用于相干检测。

在接收器端，可将PBS之后的本地振荡器(LO)信号发送到90^°光 混频器(106)中，以进行对输入的传输信号进行偏振分离。将已分集的 (分离的)信号发送到光电二极管(PD)(107)，并用模数转换器(ADC) (108)数字采样。然后常规数字信号处理单元(109)可以接着补偿光前端 (106和107)失真，且然后均衡静态和动态线性损失，进行定时和载波 恢复。

为便于光网络的简易互联，允许频谱上变窄的接收信号是有用的，因 为信号信道间隔在穿过光信道传输之后退化(degrade)，尤其是当可重构 光分插复用器(ROADM)(112)节点被用于网络中时，如图2中所示的 第二示例性实施例。频谱变窄可能导致在相继传输的符号之间的严重的ISI。

使用自适应判决前馈均衡器的传统DSP算法在这种情况下对ISI补偿 可能是效率低的解决方案，因为该FIR滤波器可能在补偿频谱变窄期间增 大噪声。除了传统相干检测中的常规DSP之外，额外的后数字滤波器和ISI 均衡器算法被用于为在具有强ISI损失的信道中的最佳检测(110和111) 抑制噪声和串扰。为了进一步提高系统性能，通过将合适的纠错码插入到 传输数据流使用SEFEC，以便促进数据错误的检测和纠正。

图3中示出由DSP进行的过程的示例实施例。尽管因为在实现层面上 具有相同处理框的不同实现，所以用于每个处理框的特定算法通常不同， 但是结构层面上的整体功能或者功能的抽象对于所有主要的商业产品是 相似的。可使用DSP代码实施图3中所示的各种功能模块，或者可只使用 硬件或使用硬件和软件的组合来实施图3中所示的各种功能模块。

作为示例，后数字滤波器(例如，304中的模块7)可由两个抽头或 三个抽头的FIR结构简单地实现，其中该FIR结构具有分别由公式(1) 和(2)给出的Z变换形式的冲激响应。

H_2抽头(z)＝1+α·z^-1(1)

H_3抽头(z)＝1+α·z^-1+β·z^-2(2)

在公式1和2中，α和β代表可调滤波器(抽头)系数。自适应地调整 α或者α和β的当前值的一个原因是为了提高SNR而接近整个链路的匹配 滤波器函数。

图4和图5分别示出使用2抽头和3抽头滤波器的抽头系数调整的FIR 滤波器的不同幅频响应的示例。曲线402绘出对于α＝1的情况下的频率 响应(公式1)，而曲线404绘出α＝0.5的情况下的频率响应。曲线502 表示对于α＝1、β＝1的情况下的频率响应，而曲线504表示对于α＝0.75 和β＝0.1的情况下的频率响应。

图6示出在对具有15dBOSNR的各种使频谱变窄的信道条件进行2 阶高斯预滤波的情况下，使用和不使用用于最优性能的抽头系数的调整时 的比较结果600。图6中示出的示例是用于2抽头后数字滤波器和用于随 后的偏分复用正交相移键控(PDM-QPSK)信号的MLSE。所绘出的结果是 基于32G波特率。引入了调制器失真的损失、1GHz的频率偏移、100kHz 的Tx激光器线宽和LO，然后计数1百万比特中的错误，而且OSNR被设 置成0.1nm分辨率。当与背对背(B-t-B)情况608比较时，在22GHz信道带 宽上获得了多达2dB的Q值改善。然而，当信道带宽达到42GHz时，如 果抽头系数α保持1的值(曲线606)，观察到多大1.5dB的Q值损失。 曲线604绘出了α为1/4的性能。对于各种信道带宽条件，曲线602表示 具有抽头系数的最优调整的最好的性能。

图7示出在对具有15dBOSNR的各种使频谱变窄的信道条件进行3 阶高斯预滤波的情况下，使用(702、706)和不使用(704、708)用于最优性 能的抽头系数的调整时的比较结果700。这些结果证明了用于信道性能的 抽头系数的调整的价值。例如，曲线702和706均证明了，与固定α的情 况(α＝1和α＝1/4)相比较，在高GHz值处的多达1.5dB的提高。

为了通过具有用于各种使频谱变窄的信道条件的最优冲激或频率响 应来提高后数字滤波器和随后的ISI均衡器的性能，我们设计出了具有图8 中所示的示例结构800的子系统。在结构800中，性能评估器模块802被 添加到后数字滤波器模块804和ISI均衡器模块806。来自ISI均衡器模块 输出的反馈回路被引入到性能评估器802中。性能评估器802可从诸如 MLSE模块的ISI均衡器806获得软信号样点值输出，并累计统计信号， 以及计算在星座图中的特定区域里的统计样点的数量。

作为示例，在用于PDM-QPSK信号的具有15dBOSNR的26GHz信 道带宽的情况下，图9和10示出使用评估器准则的性能，评估器准则基 于对星座图中的[-0.35,0.35]区域里的统计样点或者只是单独的一个偏振 的实值的数量的计算。后数字滤波器和ISI均衡器是基于结合后续MLSE 算法的2抽头FIR滤波器。图902示出α＝0时大量符号判决落入较小的 图示正方形中，而图904示出当抽头系数被改为1/4时，更少的符号判决 落入较小的正方形区域。可在图1002(α＝0)和图1004(α＝1/4)之间看 到对符号判决的相似的“清晰划界”。

图11A示出对于作为后数字滤波器系数的函数的上界的统计区域选择 准则的示例。

在本文中所描述的接收方案中，统计区域的选择可被重构，并可以是 抽头系数(α)的函数。其应小于MLSE的软信息值输出的下界的均值。 如图11B所示，对于典型的判决准则，靠近硬判决门限的区域具有更高的 错误判决的概率。发明人进行了仿真，仿真示出统计区域里的样点数与误 码率(BER)成正比。在一些实施例中，基于硬判决门限的统计区域被选 择在中间，该区域的上界小于MLSE的软信息值输出的中间值(meanvalue) 的下界。在这种情况下，如图11A示出，MLSE的输出在这种软信息值设 计中具有两条或四条不同的分布线。否则，靠近分布线的下界的、具有很 高的正确判决概率的多个样点将落入统计区域，且评估性能将下降。

统计区域选择上界的准则在图11B中示为后数字滤波器系数的函数。 基于典型的光通信链路中的覆盖15-25dBOSNR的操作范围来确定统计区 域选择的下界。插图1102、1104示出当分别将滤波器系数选择为α＝0(点 1110、插图1102)和α＝1(点1108、插图1104)时，在理想通信链路(没有 任何损失)中的信号幅度分布(软信息值)。

从图11A中表示的结果，可看出当α＝0时，在下界处的信号幅度的 均值大约为1，当α＝1时均值大约为0.55。对于其他频率响应(具有后数 字滤波器的不同α值)，下界的均值如曲线1112所示在0.55和1之间的 某处。因此，在一些实施例中，统计区域选择准则可基于小于0.55所有区 域或可对于不同的α选择进行最优重构。为了进一步说明15-25dBOSNR， 值可被选择为0.35。

水平轴(如插图1102和1104中所示的水平轴)上的观察持续时间应 足够长，以精确地反映统计影响。例如，在一些实施例中，选择大于10 万的符号，其对应在100Gb/s中的10us水平。由于每个通道(例如，查 看图3，对应XI、XQ、YI和YQ的竖线或竖通道)的独立处理，区域选 择独立于每个偏振的独立通道和同相和正交分量。因此，在星座图中可使 用正方形区域。

图12示出基于用于X偏振实值的统计样点的数量的计算的性能结果 的示例。在一些实验中，我们发现在这种信道条件下，值2/8为最优FIR 滤波器形式，其与Q值或BER结果很好地匹配。

基于性能结果，可在数字上估计或分析滤波器系数的最优值。为了在 这种操作条件中的相应系数的最优调整，估计信息被反馈到后数字滤波器 804和随后的ISI均衡器806中。ISI均衡器806输出可被反馈到性能评估 器802，以便迭代地提高调整精确度。

执行时还可从ISI均衡器806获取硬信息值，以便进行如性能评估准 则的BER计算。在这种情况下，接收器将发送器信息(例如，先验参考信 号)用于BER计算。软信息值的上述使用不需要关于传输信息的该信息。

图14是用于从已调制信号恢复信息比特的示例方法1400的流程图， 其中使用相干调制技术调制信息比特。例如，信息比特可表示在网络中传 输的用户数据。可在光设备1302、1306的接收器端实现方法1400。

方法1400包含在1402处接收模拟形式的已调制信号。模拟形式的信 号可能是例如偏振域复用光信号，其在诸如玻璃或塑料光纤的光通信介质 中被传输。

方法1400包含在1404处将模拟形式的已调制信号转换为数字化信号。

方法1400包含在1406处通过处理数字化信号来估计已调制信号和用 于相干调制技术的调制载波中的信道损失。

方法1400包含在1408处使用包括多个滤波器系数的有限冲激响应数 字后滤波器对已处理的数字化信号操作进行滤波，以产生滤波器输出。数 字后滤波器可能例如为图8中所示的数字后滤波器808。

方法1400包含在1410处对滤波器输出进行符号间干扰ISI均衡，以 产生对信息比特的估计。例如，ISI均衡可以与在图8中相对于模块806 描述的相同。

在一些实施例中，使用定时信息的估计来自适应地调整滤波器系数。 例如，在一些实施例中，可使用诸如最小均方误差的误差准则，通过将滤 波器系表示为时间的函数来调整滤波器系数，并使用自适应步长来迭代地 调整滤波器系数，以便减少定时误差。在一些实施例中，评估了对信息比 特的估计的性能。性能可基于例如在信息比特的估计值和已知值之间的匹 配度。自适应地调整滤波器系数包括提供改变滤波器系数的反馈信号，以 优化性能。在一些实施例中，性能评估包含计算落入相干调制技术的星座 图区域内的滤波器输出的样点数量。例如，如图9或图10中所示，落入 窗口中的已解码的符号的数量(例如，百分比)可在星座图中被构造。窗 口的尺寸可以是固定的，或可基于诸如期望误码率、通信信道的信噪比等 系统考虑来变化。

在一些实施例中，在数字化信号的转换期间，进行了偏振域解复用， 以便恢复模拟形式的已调制信号的偏振域复用分量。在一些实施例中，使 用两个或三个抽头的滤波器系数。在一些实施例中，方法1400还包含基 于纠错码在对信息比特的估计中纠正错误，以产生已恢复信息比特。在一 些实现中，进行ISI均衡包含使用最大似然符号估计技术来估计所接收的 符号。在一些实施例中，可替代地使用BCJR算法。

图15是用于从已调制信号恢复信息比特的示例装置1500的框图描述， 其中使用相干调制技术调制信息比特。装置1500包含模块1502(例如， 射频前端)，模块1502接收模拟形式的调制信号。装置1500包含模块1504 (例如，模数转换器)，模块1504将模拟形式的已调制信号转换为数字 化信号。装置1500包含模块1506(例如，估计器)，模块1506通过处理 数字化信号来估计用于相干调制技术的已调制信号和调制载波中的信道 损失。装置1500包含模块1508(例如，数字滤波器)，模块1508使用包 括多个滤波器系数的有限冲激响应数字后滤波器对已处理的数字化信号 操作进行滤波，以产生滤波器输出。装置1500包含模块1510(例如，符 号间干扰(ISI)均衡器)，模块1510在滤波器输出上进行均衡，以便产 生对信息比特的估计。

在一些实现中，装置1500还包含自适应模块，自适应模块使用对信 息比特的估计来计算滤波器系数。可使用性能评估模块来进行这个任务， 性能评估模块评估对信息比特的估计的性能，其中自适应地调整滤波器系 数包括提供反馈信号以改变滤波器系数，从而优化性能。在一些实施例中， 性能评估模块可包含性能估计模块，性能估计模块计算落入相干调制技术 的星座图区域内的滤波器输出的样点数量。

在一些实施例中，模数信号转换可使用处理操作，在处理操作中偏振 解复用器进行解复用，以便恢复模拟形式的已调制信号的偏振域复用分量。 如先前在图4和图3中所示，在一些实施例中，可使用2或3抽头的滤波 器。在一些实施例中，可通过使用MLSE或BCJR优化技术来实施ISI均 衡。

在BCJR技术中，可使用滑动窗口多级最大后验概率(MAP)均衡器 来对码字进行解码，并可用作MAP检测器，其中，BCJR技术代表Bahl CockeJelinekRaviv技术。

在一些实施例中，光通信系统包含：光信号发送器；能够传输光信号 的光信号传输网络(例如，包含玻璃或塑料光纤)；以及光信号接收器。 光信号接收器被配置成接收在光传输介质上的模拟形式的已调制信号；将 模拟形式的已调制信号转换为数字化信号；通过处理数字化信号估计用于 相干调制技术的已调制信号和调制载波中的信道损失；使用包括多个滤波 器系数的有限冲激响应数字后滤波器对已处理的数字化信号操作进行滤 波以产生滤波器输出；以及在滤波器输出上进行符号间干扰(ISI)均衡以 产生对信息比特的估计。

应注意到，公开了可用于提高数字通信接收器的性能的技术。在一方 面，所公开的技术使用了在所接收的数字化已调制信号上进行操作的后滤 波器。后滤波器的滤波器系数可以是自适应的，并且可基于在后续的ISI 均衡步骤中进行的计算来对其进行调整。

还应理解，用于调整后滤波器的滤波器系数的所公开的技术可在不需 要具有对传输信号的先验知识的情况下(例如，使用参考信号)操作。可 使用性能准则，其简单地使用所接收的符号的判决统计来连续提高接收器 的性能。

本文所述的所公开的和其他实施例、模块和功能操作可在以下项中实 现：数字电子电路中；或计算机软件、固件或硬件中，其包含本文所公开 的结构和它们的结构上的等同物；或在它们中的一个或多个的组合中。所 公开的和其他实施例可被实现为一个或多个计算机程序产品，即编码在计 算机可读介质上的计算机程序指令的一个或多个模块，其用于被数据处理 装置执行或用于控制数据处理装置的操作。计算机可读介质可以是机器可 读存储设备、机器可读存储基质、存储器设备、影响机器可读的传播信号 的组合物或它们中一个或多个的组合。术语“数据处理装置”包含用于处理 数据的所有装置、设备和机器，以示例的方式包含可编程处理器、计算机、 或多个处理器或计算机。除了硬件之外，装置可包含为所讨论的计算机程 序创造执行环境的代码，例如，构成处理器固件、协议栈、数据库管理系 统、操作系统或它们中一个或多个的组合的代码。传播信号是人工产生的 信号，例如机器产生的电气、光或电磁信号，其被产生以便对用于传输至 合适的接收器装置的信息进行编码。

计算机程序(又称为程序、软件、软件应用、脚本或代码)能够以任 何形式的编程语言编写，编程语言包含编译或解释语言，且能够以任何形 式进行部署，所述形式包括部署为独立程序或部署为模块、组件、子程序 或适合在计算环境中使用的其他单元。计算程序未必对应文件系统中的文 件。程序可存储在文件的一部分中，所述文件保存其他程序或数据(例如， 存储在标记语言文件中的一个或多个脚本)；可存储在专用于所讨论的程 序的单一文件中；或可存储在多个相关文件(例如，存储一个或多个模块、 子程序或代码的各个部分的文件)中。可部署计算机程序，使其在一个计 算机或处于一个地点或分布于多个地点且由通信网络相互连接的多个计 算机上执行。

本文所述的处理和逻辑流程可由一个或多个可编程处理器实施，可编 程处理器执行一个或多个计算机程序，以便通过在输入数据上操作和产生 输出来实施功能。处理和逻辑流程也可由专用逻辑电路实施，且装置也可 被实现为专用逻辑电路，例如，专用逻辑电路是FPGA(现场可编程门阵 列)和ASIC(特殊应用集成电路)。

适合执行计算机程序的处理器包含，例如，通用和专用微处理器和任 何类型的数字计算机的任何一个或多个处理器。通常，处理器从只读存储 器或随机存取存储器或以上两者接收指令和数据。计算机的关键元件是用 于执行指令的处理器和用于存储指令和数据的一个或多个存储器设备。通 常，计算机也包含或被可操作地结合到用于存储数据的一个或多个大容量 存储设备，以从其接收数据或将数据发送给所述一个或多个大容量存储设 备，所述大容量存储设备例如为磁盘、磁光盘或光盘。然而，计算机不必 包含这些设备。适合存储计算机程序指令和数据的计算机可读介质包括： 所有形式的非易失性存储器、介质和存储设备，其以示例的方式包括诸如 EPROM、EEPROM和闪存设备的半导体存储器设备；诸如内部硬盘或可 拆卸盘的磁盘；磁光盘；以及CDROM和DVD-ROM盘。处理器和存储 器可由专用逻辑电路补充或合并到专用逻辑电路中。

尽管本专利文件包含许多细节，但是这些不应该被解释为对所要求保 护的或可能要求保护的发明范围的限制，而应被解释为特定实施例的专有 特征的细节。也可以在单一实施例组合实现本文中在各个独立实施例的环 境中所描述的特定特征。相反地，也可以单独地在多个实施例或在任何合 适的子组合中实现在单一实施例的环境中描述的不同特征。而且，尽管各 个特征在上文中可能被描述为在特定组合中运行并甚至最初要求如此保 护，但是来自所要求保护的组合的一个或多个特征可在一些情况下从组合 脱离开，且所要求保护的组合可针对子组合或子组合的变体。相似地，尽 管附图中以特定顺序示出各个操作，但这不应该被理解成为了获得满意的 结果，要求以所示特定顺序或以连续的顺序进行这些操作或者进行所有所 示操作。

只公开了几个示例和实现。对所描述的示例和实现和其他实现的变化、 修改和提高可基于所公开的内容来进行。