经由辅助功率耗散电路的受控电子系统功率耗散

摘要

一种电子系统和方法包括用于主动地控制过量能量到辅助功率耗散电路的辅助绕组的转移的控制器。该过量能量是从开关功率转换器的初级绕组到该辅助功率耗散电路的该辅助绕组的能量的转移。在至少一个实施例中，该电子系统是包括基于三端双向可控硅的调光器的照明系统。该过量能量是通过该开关功率转换器的初级侧绕组汲取的能量以提供电源通过其向该开关功率转换器提供能量的调光器与该开光功率转换器向其提供功率的负载之间的操作兼容性。

说明书

相关申请的交叉引用

本申请根据35U.S.C.§119(e)和37C.F.R.§1.78要求于2013年3月14日提交的美国临时专利申请号61/782,253的权益，将其整体通过引用并入本文。

技术领域

本发明总体涉及电子领域，并且更具体地涉及经由诸如照明系统的电子系统的辅助功率耗散电路来控制功率耗散的系统和方法。

背景技术

开关功率转换器将从诸如电压供应的电源接收到的功率转换成适合于负载的功率。从电压供应接收到的功率被称为“功率输入(POWERIN)”，并且被提供给负载的功率被称为“功率输出(POWEROUT)”。所有开关功率转换器由于例如非理想的部件特性而具有一些固有功率损耗。这种固有功率损耗倾向于被最小化从而提高开关功率转换器的效率。固有功率损耗在本文中由“P_INH”表示。在一些情景中，被供应到开关功率转换器的功率的量能够超过由开关功率转换器提供给负载的功率的量，即功率输入>功率输出+P_INH。当功率输入大于功率输出+P_INH时，开关功率转换器使用无源电阻器使过量能量被动地耗散。

包括诸如一个或多个发光二极管(LED)的低功率灯的可调照明系统表示当到开关功率转换器的输入功率能够大于输出功率加开关功率转换器的固有功率损耗P_INH功率时的一种情景。在该示例性情景中，开关功率转换器接收通过基于三端双向可控硅开关元件(用于交流的三极管，“三端双向可控硅”)的调光器的电流。一旦基于三端双向可控硅的调光器开始在交流(“AC”)供应电压的周期期间执行以防止三端双向可控硅在供应电压的周期中间期间不利地过早地断开连接，开关功率转换器就汲取被称为“保持电流”的最小电流。只要到开关功率转换器的输入电流大于或等于保持电流，则基于三端双向可控硅的调光器不应当过早地断开连接。对于前沿调光器，过早断开连接在调光器开始执行并且在到达供应电压的零交叉之前停止执行时发生。过早断开连接能够导致关于照明系统的问题，例如闪烁和不稳定性。

因此，为了防止基于三端双向可控硅的调光器的过早断开连接，到开关功率转换器的最小功率输入等于保持电流(“i_保持”)乘以到开关功率转换器的输入电压“V_输入”。传统的基于三端双向可控硅的调光器被设计为向白炽灯提供功率。对于期望调光水平，白炽灯一般汲取至少等于针对所有可用调光水平的保持电流的电流。然而，诸如LED的其它灯在功率对照明输出方面比白炽灯更高效，并且因此在使用比白炽灯更少的功率的同时提供等效的照明输出。因此，具有LED的照明系统通常利用比白炽灯更少的功率和更少的电流。为了在照明系统汲取比照明系统固有地耗散和提供作为到灯的功率输出功率更多的功率输入功率时平衡功率，则照明系统利用一个或多个无源电阻器以在内部使过量功率耗散。

图1描绘了包括前沿切相调光器102的照明系统100。图2描绘了与照明系统100相关联的理想的示例性电压示图200。参考图1和图2，照明系统100从电压供应104接收AC供应电压V_输入。由电压波形202指示的供应电压V_输入例如在美国标称为60Hz/110V线路电压或在欧洲标称为50Hz/220V线路电压。前沿调光器102对诸如供应电压V_输入的每个半周期的前沿204和前沿206的前沿进行切相。由于供应电压V_输入的每个半周期是输入供应电压V_输入的180度，所以前沿调光器102在大于0度且小于180度的角度对供应电压V_输入进行切相。一般地，前沿调光器102的电压切相范围是10度到170度。对供应电压进行“切相”是指对交流(“AC”)供应电压的每个周期的前沿相位角进行调制。对供应电压的“切相”也通常被称为“斩波(chopping)”。对供应电压进行切相减少被供应到诸如照明系统的负载的平均功率，并且由此控制被提供给负载的能量。

到照明系统100的输入信号电压V_{Φ_输入}表示使照明系统100调节被递送到灯122的功率的调光水平，并且因此取决于调光水平，增大或减小灯122的亮度。存在许多不同类型的调光器。总体上，调光器使用指示期望调光水平的数字或模拟编码调光信号。例如，基于三端双向可控硅的调光器102对AC输入供应电压V_输入的前沿进行切相。前沿调光器102能够是任何类型的前沿调光器，诸如可从宾夕法尼亚州库珀斯堡市的LutronElectronics有限公司(“Lutron”)获得的基于三端双向可控硅的前沿调光器。基于三端双向可控硅的前沿调光器被描述在发明人JohnL.Melanson的于2010年8月17日提交的题为DimmerOutputEmulation的美国专利申请号12/858,164的背景部分中。

切相调光器102将如由切相调光器102修改的输入电压V_{Φ_输入}供应到全桥二极管整流器106。全桥整流器106将AC整流的电压V_{ΦR_输入}供应到开关功率转换器108。电容器110过滤来自整流的电压V_{ΦR_输入}的高频分量。为了控制开关功率转换器108的操作，控制器110生成用于控制场效应管(FET)开关112的导电性的控制信号CS₀。控制信号CS₀是脉宽调制信号。控制信号CS₀的波形114表示示例性控制信号CS₀。控制器110生成具有如波形114中示出的两种状态的控制信号CS₀。控制信号CS₀的每个脉冲使开关112开启(即，导电)并表示使开关112有效地操作并最小化由开关112耗散的功率的第一状态。在控制信号CS₀的每个脉冲期间，电感器电流i_L增大(如示例性电感器电流波形115中示出的)以在充电阶段T_C期间对电感器116进行充电。二极管118防止电流从侧电容(linkcapacitor)120流到开关112中。当控制信号CS₀的脉冲结束时，控制信号CS₀处于第二状态中，并且电感器116对电压极性进行反转(通常被称为“回扫”)。电感器电流i_L在回扫阶段T_FB期间减小，如电感器电流波形115中示出的。电感器电流i_L使侧电容器120两端的通过二极管118的侧电压(linkvoltage)升高。回扫阶段T_FB何时结束并且下一充电阶段T_C何时开始取决于开关功率转换器的操作模式。在不连续导电模式(DCM)中，回扫阶段T_FB在下一充电阶段T_C开始之前结束。然而，无论开关功率转换器108以不连续导电模式、连续导电模式还是临界导电模式操作，回扫阶段T_FB在充电阶段T_C一结束时就开始。

开关功率转换器108是升压型转换器，并且因此，侧电压V_LINK大于整流的输入电压V_{ΦR_输入}。控制器110在节点124处感测整流的输入电压V_{ΦR_输入}并且在节点126处感测侧电压V_LINK。控制器110操作开关功率转换器108以维持灯122的大致恒定的侧电压V_LINK，提供功率因数校正，并将侧电流(linkcurrent)i_LINK与整流的输入电压V_{ΦR_输入}的切相角相关联。灯122包括一个或多个发光二极管。

图3描绘了将示例性白炽灯和示例性发光二极管(LED)的每瓦特功率的光输出进行比较的示例性光输出/功率示图300。每瓦特功率，LED比白炽灯提供更多的光输出。LED的低功率使用和与白炽灯的工作电流相比相对低的工作电流相关。由于LED的光输出与功率大致呈线性并且LED在大致恒定的电压工作，所以LED的工作电流随着光输出和功率的减小大致线性地减小。

参考图1、图2和图3，为了减小灯122的光输出，切相调光器102增大整流的输入电压V_{ΦR_输入}的切相角，即，时间T_关增大并且时间T_开减小。控制器110对通过减小被提供给灯122的电流i_LINK而增大的切相角作出响应，这增大灯122的光输出。

开关功率转换器108包括功率耗散电阻器128，使得调光器电流i_DIM不下降到保持电流值以下并且在整流的输入电压V_{ΦR_输入}的周期期间不过早地断开连接。被供应到开关功率转换器108的“功率输入”功率等于V_{Φ_输入}·i_DIM。由开关功率转换器108供应的“功率输出”功率等于V_LINK·i_LINK。由于基于LED的灯122的尤其是在低光输出水平的相对低功率要求，如果功率输入功率等于功率输出+P_INH功率，则调光器电流i_DIM可以下降到保持电流值以下并使切相调光器102过早地断开连接。在这种情形下，为了防止调光器电流i_DIM下降到保持电流值以下，控制器110使开关功率转换器108维持调光器电流i_DIM在保持电流值以上，其使功率输入功率大于功率输出+P_INH功率。由于功率输入功率大于功率输出+P_INH功率，所以开关功率转换器108通过功率耗散电阻器128使过量功率耗散。该保持电流对于美国调光器可以大约为60-90mA并且对于欧洲和亚洲调光器大约为30-45mA。

由于部件非理想因素，开关功率转换器108包括固有功率损耗。固有功率损耗包括导体电阻和开关112中的开关损耗。然而，电路一般被设计为最小化固有功率损耗，并且这些固有功率损耗常常是可忽略的，并且因此不足以耗散足以补偿功率输入功率和在一些功率输出水平的功率输出+P_INH功率之间的差异的功率。为了增大开关功率转换器的功率损耗使得调光器电流i_DIM保持在保持电流值以上甚至保持在由灯122需求的较低功率，开关功率转换器108包括电阻器128以在开关112传导电感器电流i_L时创建无源功率损耗。对于可忽略的固有功率损耗，电阻器128的电阻值被选择使得当开关功率转换器正在提供最小侧电流i_LINK时，功率输入＝功率输出+P_INH+无源功率耗散。

电阻器128对于实施作为开关功率转换器108的部分是相对便宜的。然而，当侧电流i_LINK足够高使得功率输入等于功率输出+P_INH，调光器输入电流i_DIM能够在没有通过电阻器128耗散功率的情况下被维持在保持电流值以上。然而，由于调光器输入电流i_DIM在开关108正在导电时一直流过电阻器128，所以无论功率输入是否等于功率输出+P_INH(其会减小照明系统100的效率)，电阻器128仍然被动地使功率耗散。

发明内容

在本发明的一个实施例中，一种装置包括控制器，该控制器被配置为生成过量能量控制信号以控制从电源通过开关功率转换器的初级侧绕组汲取的过量能量到辅助功率耗散电路的辅助绕组的转移以使该过量能量耗散。该过量能量包括通过该开关功率转换器的该初级侧绕组汲取的能量以提供调光器与负载之间的操作兼容性。

在本发明的另一实施例中，一种方法包括生成过量能量控制信号以控制从电源通过开关功率转换器的初级侧绕组汲取的过量能量到辅助功率耗散电路的辅助绕组的转移以使该过量能量耗散。该过量能量包括通过该开关功率转换器的该初级侧绕组汲取的能量以提供调光器与负载之间的操作兼容性。

在本发明的又一实施例中，一种照明系统包括一个或多个发光二极管(LED)和耦合到该LED的开关功率转换器。该照明系统还包括控制器，该控制器(1)生成过量能量控制信号以控制从电源通过开关功率转换器的初级侧绕组汲取的过量能量到辅助功率耗散电路的辅助绕组的转移以使该过量能量耗散，并且(2)控制由该开关功率转换器针对该LED的功率转换。该过量能量包括通过该开关功率转换器的该初级侧绕组汲取的能量以提供调光器与该LED之间的操作兼容性。

附图说明

通过参考附图可以更好地理解本发明，并且使其许多目的、特征和优点对本领域技术人员而言变得显而易见。贯穿若干附图中对相同的附图标记的使用指代类似的或相似的元件。

图1(标记为现有技术)描绘了包括前沿调光器的照明系统。

图2(标记为现有技术)描绘了与图1的照明系统相关联的示例性电压示图。

图3(标记为现有技术)描绘了示例性白炽灯和发光二极管的功率对光输出。

图4描绘了具有到辅助功率耗散电路的过量能量转移的电子系统。

图5和图6描绘了相应的照明系统，其各自表示图4的电子系统的一个实施例。

图7描绘了图6的照明系统的初级侧和辅助侧变压器模型配置。

图8描绘了与图7的初级侧和辅助侧变压器模型配置相关联的波形。

具体实施方式

一种电子系统和方法包括控制器以主动地控制过量能量到辅助功率耗散电路的辅助变压器绕组的转移。“辅助变压器绕组”在本文中是指“辅助绕组”。该过量能量是从开关功率转换器的初级绕组到该辅助功率耗散电路的该辅助绕组的能量的转移。在至少一个实施例中，该电子系统是包括基于三端双向可控硅的调光器的照明系统。该过量能量是通过该开关功率转换器的初级侧绕组汲取的能量以提供电源通过其向该开关功率转换器提供能量的调光器与该开光功率转换器向其提供功率的负载之间的操作兼容性。如之前描述的，当照明系统包括使用比白炽灯更少的功率的光源(诸如一个或多个发光二极管(LED))时，照明系统从电源以保持电流的形式汲取更多的功率以维持调光器与光源之间的兼容性。控制器使开关功率转换器汲取过量能量以维持调光器与光源之间的该兼容性。能量等于功率乘以时间。因此，过量能量随时间的耗散被称为功率耗散。

辅助功率耗散电路的特定实施方式是设计选择的问题。在至少一个实施例中，辅助功率耗散电路被配置为使过量能量以热和/或存储能量以供随后使用的形式耗散。在至少一个实施例中，辅助功率耗散电路包括齐纳二极管以使过量能量作为热耗散。在至少一个实施例中，辅助功率耗散电路还包括电容器以存储过量能量中的至少一些能量。

附加地，控制器和辅助耗散电路能够被配置为在回扫阶段期间或在开关功率转换器的前向阶段期间转移过量能量。附加地，在至少一个实施例中，过量能量还能够在连接到开关功率转换器或被包含在开关功率转换器中的其它功率耗散电路中被耗散。因此，在至少一个实施例中，控制器通过生成用于主动地并且选择性地控制电子系统中的功率耗散的一个或多个信号来主动地控制功率耗散。

图4描绘了包括控制器402的电子系统400，该控制器402通过控制开关功率转换器406以从电源104汲取通过调光器102的过量能量来维持调光器102与负载404(诸如一个或多个LED)之间的兼容性。在至少一个实施例中，过量能量是比由开关功率转换器406从电源104汲取的能量的量(其小于被递送到负载404的除了辅助功率耗散电路(P/S)408加开关功率转换器406的固有能量损耗的能量的量)更多的能量。功率被定义为在一段时间内转移的能量的量。在至少一个实施例中，由辅助功率耗散电路408在供应电压V_输入的半线路周期内耗散的过量能量的量是恒定的或至少大致恒定的，并且因此，由辅助功率耗散电路408在半线路周期内耗散的平均功率也是恒定的或至少大致恒定的。

电源104、调光器102和全桥整流器106如结合图1和图2描述的用于生成整流的调光器电压V_{ΦR_输入}。参考图4，电子系统400包括电磁干扰(EMI)滤波器410，该电子系统在至少一个实施例中是照明系统。EMI滤波器410的特定设计是设计选择的问题，并且在至少一个实施例中是诸如电容器110的电容器。电子系统400任选地包括调光器兼容性电路412。调光器兼容性电路412的实施方式是设计选择的问题，并且能够例如是DC-DC转换器，诸如升压或降压(buck)转换器或有源电路，诸如在描述了调光器输出兼容性系统和方法的示例性实施例的于2010年8月17日提交的题为“DimmerOutputEmulation”的美国专利申请号12/858,164和于2011年11月4日提交的题为“SwitchingPowerConverterInputVoltageApproximateZeroCrossingDetermination”的美国专利申请号13/290,032中描述的，并且通过引用将其整体(在本文中被称为“DimmerCompatibilityDocuments”)并入。在至少一个实施例中，当控制器402被配置为使过量能量在除了辅助功率耗散电路408之外的电路中耗散时，电子系统400包括任选的调光器兼容性电路412。在至少一个实施例中，控制器402生成用于控制如在DimmerCompatibilityDocuments中描述的调光器兼容性的控制信号CS₂。

开关功率转换器406包括初级侧控制电路416，其控制从电源104通过变压器414的初级侧绕组418对能量的汲取。控制器402生成控制信号CS₁以控制由初级侧控制电路416通过初级侧绕组418对能量的汲取。初级侧控制电路416的特定实施方式是设计选择的问题。在至少一个实施例中，控制信号CS₁是脉宽调制信号，并且在至少一个实施例中并且如随后所描述的，初级侧控制电路416是其导电性遵从控制信号CS₁的脉冲的开关(未示出)并生成通过初级侧绕组418的初级侧电流i_P的脉冲。

当辅助绕组被配置为在开关功率转换器406的回扫阶段期间导电时，在回扫阶段期间，能量被转移到辅助功率耗散电路408。当辅助绕组被配置为在开关功率转换器406的前向阶段期间导电时，在前向阶段能量期间，能量被转移到辅助功率耗散电路408。随后讨论回扫阶段能量转移和前向阶段能量转移的实施例。

开关功率转换器406将至少之前描述的过量能量转移到辅助功率耗散电路408。过量能量是在前向阶段期间还是在回扫阶段期间被转移是设计选择的问题。在至少一个实施例中，控制器402生成过量能量控制信号AUXCNTL以控制到辅助功率耗散电路408的能量转移。

辅助功率耗散电路408使过量能量耗散，在过量能量在一段时间内被转移时该过量能量等于过量功率。功率辅助功率耗散电路的特定实施方式是设计选择的问题。辅助功率耗散电路能够使用基本上任何电路来使过量能量耗散。如随后更详细地描述的，在至少一个实施例中，辅助功率耗散电路包括有源电路和无源电路两者，诸如一个或多个场效应管、齐纳二极管、电容器和/或电阻器。在至少一个实施例中，辅助功率耗散电路408被配置为使过量能量以在齐纳二极管中的热和/或在电容器中存储能量以供随后使用的形式耗散。

附加地，在至少一个实施例中，控制器402能够控制在连接到开关功率转换器406或被包含在开关功率转换器406中的其它功率耗散电路中的过量能量耗散，例如如在于2011年11月4日提交的题为“ControlledEnergyDissipationinaSwitchingPowerConverter”的美国专利申请号13/289,845和于2011年11月4日提交的题为“ControlledPowerDissipationInALightingSystem”的美国专利申请号13/289,931中描述的，两者通过引用将其整体并入本文。因此，在至少一个实施例中，控制器402通过生成用于主动地并且选择性地控制电子系统400中的功率耗散的一个或多个信号来主动地控制功率耗散。

尽管图4将辅助功率耗散电路408描绘为被定位为与控制器402分开，但是辅助功率耗散电路408能够被包含作为控制器402的部分。在至少一个实施例中，控制器402是集成电路，并且辅助功率耗散电路408被定位在控制器402外部。因此，使功率在控制器402外部耗散用作提供调光器102到负载404的兼容性和避免在控制器402中生成过量热的双重目的。

图5描绘了照明系统500，其表示图4的电子系统400的一个实施例。照明系统500包括开关功率转换器501和控制器502，该控制器表示控制器402的一个实施例。控制器502包括辅助功率耗散电路控制器503，其生成过量能量控制信号AUXCNTL以在开关功率转换器501的回扫阶段将过量能量从初级侧绕组418转移到辅助功率耗散电路504。辅助功率耗散电路504表示辅助功率耗散电路408的一个实施例。辅助功率耗散电路504是“可主动控制的”，因为辅助功率耗散电路控制器503控制辅助功率耗散电路504何时生成和不生成功率。在至少一个实施例中，辅助功率耗散电路控制器504被并入到控制器502中；然而，辅助功率耗散电路控制器504是被并入作为控制器502的部分还是与控制器分开是设计选择的问题。

控制器502被配置为控制开关功率转换器501，使得在能量到辅助绕组506的转移期间，开关功率转换器501不将能量转移到次级绕组422。因此，开关功率转换器501将次级变压器绕组电流i_S与辅助绕组电流i_AUX隔离。在至少一个实施例中，通过隔离被递送到次级绕组506的能量，控制器502能够在不以显著的方式影响被转移到一个或多个LED508的能量的情况下将过量能量转移到辅助功率耗散电路504。(一个或多个)LED508表示负载404的一个实施例。二极管和电阻器-电容器滤波器电路510提供用于电压扰动的路径。

开关功率转换器510以回扫配置被配置，使得当FET512传导(开关502表示初级侧电流控制电路416的一个实施例)初级侧电流i_P时，初级侧电流i_P通过初级侧绕组418斜升。初级侧绕组418的点规定(dotconvention)和二极管420防止在初级电流i_P被汲取到初级侧绕组418中时次级侧电流i_S从次级绕组506的流动。当控制器502生成用于防止FET512传导初级侧电流i_P的开关控制信号CS₁时，初级侧电流i_P下降到0，并且初级侧绕组418两端的电压反转(也被称为“回扫阶段”)。在回扫阶段期间，次级侧电流i_S快速上升并对电容器424进行充电。电容器424向(一个或多个)LED508提供输出电压V_LD和电流。电阻器538传导初级侧电流i_P并形成与初级侧电流i_P直接成比例的电压V_{IP_感测}。在至少一个实施例中，控制器502利用电压V_{IP_感测}来例如检测初级侧电流i_P的峰值以确定控制器502何时使控制信号CS₁解除断言(deassert)。术语“解除断言”是指将信号从逻辑1转变到逻辑0。术语“断言(assert)”是指将信号从逻辑0转变到逻辑1。在至少一个实施例中，使控制信号CS₁断言是指生成控制信号CS₁的脉冲，并且使控制信号CS₁解除断言是指结束脉冲。生成控制信号CS₁的方式是设计选择的问题。在至少一个实施例中，如在发明人ZhaohuiHe等人的于2012年6月1日提交的题为“Primary-SideControlofaSwitchingPowerConverterWithFeedForwardDelayCompensation”的美国专利申请号12/919,086中描述的生成控制信号CS₁，通过引用将其整体并入本文。

为了使辅助功率耗散电路504从初级侧绕组418接收能量，辅助功率耗散电路控制器503在次级绕组422两端的反射电压V_{REF_S}的值大于在辅助绕组506两端的反射电压V_{REF_A}的值的同时使过量能量控制信号AUXCNTL断言。如随后更详细解释的，当在反射电压V_{REF_S}大于反射电压V_{REF_A}的同时使过量能量控制信号AUXCNTL断言时，将对过量能量的转移与辅助功率耗散电路504隔离。断言的辅助功率耗散电路控制信号AUXCNTL具有VDD的值，其改变电容器524两端的电压并且使齐纳二极管526反转偏置。齐纳二极管526的齐纳击穿电压V_Z0大于FET528的阈值电压。因此，当齐纳二极管526被反转偏置时，栅极电压V_G上升到接近VDD+V_Z0，诸如+12V，并且FET528导电。当FET528导电时，辅助电流i_AUX的低阻抗电流路径通过二极管522、FET528和二极管530可获得。在时间t₀，(参见图8)控制信号CS₁是逻辑1，并且FET512传导通过绕组418的初级电流i_P。

照明系统500包括齐纳二极管514和电容器516以分别使过量能量的一部分作为热耗散并且存储过量能量的一部分以供随后使用。如随后更详细描述的，电容器516经由对由齐纳二极管514的击穿电压V_Z1设定的齐纳击穿电压V_Z1进行充电来使过量能量的一部分耗散。当电压VDD超过齐纳击穿电压V_Z1时，齐纳二极管514导电，并且在电容器516对齐纳击穿电压V_Z1进行充电之后接收到的过量能量的任何部分由齐纳二极管514作为热耗散以防止电压VDD上升到齐纳击穿电压Vz₁以上。

辅助功率耗散电路控制器503使过量能量控制信号AUXCNTL断言以通过生成过量能量控制信号AUXCNTL的正电压脉冲来控制到齐纳二极管514的能量转移。辅助功率耗散电路控制器503的特定实施方式是设计选择的问题。在至少一个实施例中，辅助功率耗散电路控制器503在输入电压V_输入的每个周期期间(其是供应电压V_供应的半线路周期(图4)生成控制信号AUXCNTL的脉冲，针对其过量能量要被转移到辅助功率耗散电路504。只要辅助绕组506的反射电压小于次级绕组422的反射电压，能量就能够在回扫阶段期间通过开启FET512被转移到辅助绕组506。于2012年12月14提交的题为“IsolationofSecondaryTransformerWindingCurrentDuringAuxiliaryPowerSupplyGeneration”的美国专利申请号13/715,451描述了生成信号AUXCNTL的示例性实施例。虚线532指示电压VDD能够任选地被提供给控制器502作为辅助供应电压。因此，在至少一个实施例中，辅助功率耗散电路504还能够用作辅助电源。

辅助功率耗散电路504还包括被配置作为对反射电压V_{REF_A}进行采样的分压器的电阻器534和536。电阻器534和536的分压器具有相对高的阻抗并且传导可忽略的电流量。零电压检测(ZVD)信号表示电阻器536两端的电压，并且信号ZVD由控制器502使用以检测输入电压V_输入中的零交叉。

在至少一个实施例中，当控制器502经由信号ZVD检测到输入电压V_输入中的零交叉时，调光器102(例如如图4中所示)停止导电。当调光器102停止导电时，不需要保持电流。因此，辅助功率耗散电路控制器503使过量能量控制信号AUXCNTL断言以停止对应于保持电流的过量能量转移。

开关功率转换器501不将所有能量递送到(一个或多个)LED508。初级侧绕组418将能量递送到次级绕组422和辅助绕组506两者。因此，在至少一个实施例中，为了精确地确定开关功率转换器501转移到(一个或多个)LED508的能量的量，在至少一个实施例中，控制器502确保当电荷被递送到次级绕组422并且被递送到辅助绕组506时次数是已知的并且相互排斥的。辅助功率耗散电路控制器503和主动可控的辅助功率耗散电路504允许控制器502将被转移到(一个或多个)LED508的能量与被转移到辅助功率耗散电路504的能量隔离。通过隔离能量递送，被转移到(一个或多个)LED508的能量的量不受被转移到辅助功率耗散电路504的能量的量影响，并且控制器502能够因此确定开关功率转换器501递送到(一个或多个)LED508的能量的量。在至少一个实施例中，照明系统500通过以下来实现能量到次级侧绕组422和到辅助绕组506的转移之间的隔离：通过在将能量转移到辅助绕组506时确保次级绕组422两端的反射电压V_{REF_S}的值大于辅助绕组506两端的反射电压V_{REF_A}的值，并且相反地通过在将能量转移到次级绕组422时提供辅助电流i_AUX的高阻抗电流路径。

为了将次级绕组422与辅助绕组506之间的能量转移隔离，在至少一个实施例中，控制器502控制能量从变压器414的初级绕组418到次级绕组422和到辅助功率耗散电路504的辅助绕组506的转移的相互排斥的次数。例如，在第一时间段期间，控制器502控制能量从变压器414的初级绕组418到次级绕组422的转移。在第二时间段期间，控制器502在没有将任何能量转移到次级绕组的情况下主动地控制能量从初级绕组418到辅助绕组506的转移。

由于次级侧电流i_S仅仅在二极管420被前向偏置时将能量转移到(一个或多个)LED508。二极管420仅仅在反射电压V_{REF_S}大于二极管420的前向偏置电压V_F加负载电压V_LD时被前向偏置。二极管420的前向偏置电压V_F一般小于或等于1V，诸如0.7V。辅助功率控制器503通过控制辅助功率耗散电路控制电路518来控制辅助绕组506两端的反射电压。在至少一个实施例中，当辅助功率耗散电路控制器503使辅助电压控制信号AUXCNTL断言时，辅助功率耗散电路控制电路518提供从辅助绕组506到节点520的低阻抗路径。低阻抗路径保持反射电压V_{REF_A}在电容器516两端的电压电平VDD。辅助功率耗散电路控制器503控制辅助功率耗散电路控制电路518使得当能量从初级绕组418被转移到辅助绕组506时，反射电压V_{REF_A}小于二极管420的前向偏置电压V_F的值加负载电压V_LD，即当使信号AUXCNTL断言时，V_{REF_A}<(V_F+V_LD)。因此，由于初级绕组418两端的回扫电压没有瞬间上升，所以反射电压V_{REF_A}将保持小于(V_F+V_LD)，因为初级绕组418将能量转移到辅助绕组506。由于反射电压V_{REF_A}将保持小于(V_F+V_LD)，所以二极管420将被反转偏置，并且次级电流i_S将不流动。因此，当辅助功率耗散电路控制器502使辅助电压控制信号AUXCNTL断言时，没有电荷被转移到(一个或多个)LED508。

相反地，在至少一个实施例中，当辅助功率耗散电路控制器503使辅助电压控制信号AUXCNTL断言时，辅助功率耗散电路控制电路518将辅助功率耗散电路504的阻抗上升到防止大部分(如果不是全部的话)能量转移到辅助绕组506的值。因此，初级绕组418将所有能量转移到次级绕组422。辅助功率耗散电路控制电路518通过使FET528停止导电并且在二极管522与电容器516之间变成开路电路来使辅助功率耗散电路504的阻抗上升。当所有能量被转移到次级侧绕组时，二极管420被前向偏置，并且次级侧电流i_S将所有电荷从初级绕组418递送到次级绕组422并且之后递送到(一个或多个)LED508。由于辅助功率耗散电路控制器503能够控制转移到(一个或多个)LED508和辅助功率耗散电路504的相互排斥的能量，所以控制器502能够非常精确地确定被递送到(一个或多个)LED508的电荷量。

当所有能量被转移到次级绕组422时，辅助功率耗散电路控制器503控制辅助功率耗散电路电路518使得反射电压V_{REF_A}小于二极管420的前向偏置电压V_F的值加负载电压V_LD，即当使信号AUXCNTL断言时，V_{REF_A}<(V_F+V_LD)。因此，由于初级绕组418两端的回扫电压没有瞬间上升，所以反射电压V_{REF_A}将保持小于(V_F+V_LD)，因为初级绕组418将能量转移到辅助绕组506。由于反射电压VREF_A将保持小于(VF+VLD)，所以二极管420将被反转偏置，并且次级电流i_S将不流动。因此，当辅助功率耗散电路控制器502使辅助电压控制信号AUXCNTL断言时，没有电荷被转移到(一个或多个)LED508。

根据等式1来确定反射电压V_{REF_S}：

V_{REF_S}＝V_LD·N1

等式1

V_{REF_S}是由于次级绕组422的反射电压，V_LD是(一个或多个)LED508两端的电压，并且N1是次级绕组422与初级绕组418之间的匝数比。

根据等式2来确定当使过量能量控制信号AUXCNTL断言时的反射电压V_{REF_A}：

V_{REF_A}＝VDD·N2

等式2

V_{REF_A}是由于辅助功率耗散电路504的辅助绕组506的反射电压，VDD是当过量能量控制信号AUXCNTL断言时辅助功率耗散电路504两端的电压，并且N2是辅助绕组506与初级绕组418之间的匝数比。

图6描绘了照明系统600，其表示图4的电子系统400的一个实施例。照明系统600包括开关功率转换器601和控制器602，该控制器表示控制器402的一个实施例。控制器602包括辅助功率耗散电路控制器603，其生成用于过量能量控制信号AUXCNTL以在开关功率转换器501的前向阶段将过量能量从初级侧绕组418转移到辅助功率耗散电路605。

变压器614中的辅助绕组604的配置不取决于DC-DC转换器的类型，并且以下讨论能够被扩展到任何其它DC-DC转换器拓扑结构(隔离的或非隔离的)，只要辅助绕组604具有与初级侧绕组418相同的点配置。

当不将由初级侧绕组418汲取的能量转移到辅助绕组604时，辅助功率耗散电路控制器603使控制信号AUXCNTL驱动为逻辑0(例如，0V)。当由此使控制信号AUXCNTL解除断言时，栅极电压V_G下降并且关断FET528(即，非导电)。关断FET528防止任何显著能量转移到辅助绕组604(除了用于生成ZVD信号的可忽略的电流)。当控制器602生成控制信号CS₁的脉冲时，初级侧电流i_P在初级侧绕组418中斜升。当初级侧电流i_P斜升时，辅助电流i_AUX也斜升，其将能量从初级绕组418转移到辅助绕组604。

为了确定何时停止能量转移，比较器607将参考电压V1与感测电阻器538两端引起的初级侧电流i_P感测电压V_{IP_感测}进行比较。参考电压V1等于目标电流i_目标乘以R_感测，即，V1＝i_REF·R_感测。“R_感测”表示电阻器538的电阻。因此，电压V1与电压V_{IP_感测}的比较基本上将初级侧电流i_P与目标电流i_目标进行比较。当初级侧电流i_P到达目标值i_目标时，比较器605将比较器输出信号CO从逻辑1转变到逻辑0。控制器602之后使控制信号CS₁解除断言以关断FET512。生成控制信号AUXCNTL的逻辑0值会停止过量能量转移，并且关断FET512会停止初级侧电流i_P。参考图6和图7来讨论过量能量转移机制。

参考电压V1的值是设计选择的问题。参考电压V1的值设定比较器607的状态改变点。因此，增大参考电压V1的值会增加过量能量转移时间，并且因此增加在过量能量控制信号AUXCNTL的周期期间被转移到辅助功率耗散电路605的电容器516和齐纳二极管514的过量能量的量。相反地，减小参考电压V1的值会减少过量能量转移时间，并且因此减少在过量能量控制信号AUXCNTL的周期期间被转移到辅助功率耗散电路605的电容器516和齐纳二极管514的过量能量的量。当控制信号AUXCNTL与控制信号CS₁同时被驱动为高时，能量被转移到电容器516。接下来讨论开启控制信号AUXCNTL和检测到初级电流IP的峰值的影响。在至少一个实施例中，控制器602生成如结合控制器502描述的控制信号CS₁。

图7描绘了照明系统600的初级侧和辅助侧变压器模型配置700。图8描绘了与初级侧和辅助侧变压器模型配置700相关联的波形。参考图7和图8，初级侧绕组702是初级侧绕组418(图6)的等同物并且被建模为与包括初级绕组706和辅助绕组708的理想变压器并联的励磁电感704。因此，初级侧电流i_P包括两个分量：(1)励磁分量i_M和(2)前向分量i_FW(其中，i_P＝i_FW+i_M)。

参考图6-图8，在至少一个实施例中，在时间t₀，辅助功率耗散电路控制器603生成控制信号AUXCNTL以在控制器602使控制信号CS₁的脉冲断言的同时开启开关528。在时间t₀，辅助绕组电流i_AUX也随时间线性地斜升，并且电流i_AUX被反射到初级绕组706作为前向分量i_FW＝i_AUX/N2。因此，针对控制信号AUXCNTL的时间段，T_AUX的初级侧电流i_P＝i_M+i_FW＝i_M+i_AUX/N2。一旦足够的过量能量已经被转移到电容器516和齐纳二极管514(图6)，控制器602就在时间t1将控制信号AUXCNTL驱动为低。对控制信号AUXCNTL进行驱动使辅助电流i_AUX转到零，这继而使反射的前向分量i_FW转到零。因此，在时间t1和t2之间，当控制信号CS₁被驱动为低时，初级侧电流i_P等于励磁分量i_M。初级侧电流i_P因此随着由励磁分量i_M支配的斜率斜升，直到电阻器538两端的电压V_{IP_感测}到达电压V1。在时间t2，比较器605经由信号CO向控制器602改变指示初级侧电流i_P感测电压V_{IP_感测}已经到达参考电压V1的状态。控制器602之后关断开关528，因此使变压器614中建立的能量被转移到次级绕组422和(一个或多个)LED508。在至少一个实施例中，控制信号AUXCNTL的时间段T_AUX的持续时间能够由控制器602改变以确定转移到辅助功率耗散电路605的过量能量的量。

在至少一个实施例中，为了通过控制转移到辅助功率耗散电路605的过量能量并向(一个或多个)LED508提供能量来使照明系统600正常工作，在至少一个实施例中，辅助功率耗散电路控制器603确保在控制信号CS₁和AUXCNTL被驱动为高的同时电阻器538两端的电压V_{IP_感测}不到达参考电压V1。如果当控制信号CS₁和AUXCNTL两者被驱动为高时到达参考电压V1，则比较器605将生成状态改变，即使变压器614中建立的实际能量还没有到达期望水平。该虚假比较器状态改变将引起比在控制信号CS1被驱动为低时到次级绕组604的预期能量更少的能量的转移，因此导致在调节次级侧电流i_S中的问题。在至少一个实施例中，照明系统600在照明系统600符合以下三种约束时正常工作：

1.控制信号AUXCNTL的时间段T_AUX足够短使得初级侧电流i_P不会增大到足以使感测到的电压V_{IP_感测}在时间段T_AUX期间超过参考电压V1。

2.控制器602能够忽视在针对控制信号AUXCNTL的时间段T_AUX期间检测到的任何比较器状态改变，并且能够使控制信号CS₁在比较器605的随后状态改变处解除断言。

3.选择足够大的匝数比N2以确保辅助绕组电流i_AUX的斜升不会导致显著的前向分量i_FW，因此减少当AUX_CNTL信号被驱动为高时电压V_{IP_感测}到达电压参考V1的机会。

因此，一种电子系统和方法(诸如照明系统和方法)包括控制器以主动地控制过量能量到辅助功率耗散电路的辅助绕组的转移。

尽管已经详细描述了实施例，但是应当理解，能够在不脱离如由权利要求书限定的本发明的精神和范围的情况下对其做出各种改变、替代和更改。