一种应用在分布式电源中的LLC谐振变换器

摘要

本发明公开了一种应用在分布式电源中的LLC谐振变换器，包括直流供电电源(Vin)，直流供电电源(Vin)上连接有逆变电路，逆变电路上并联有振谐网络，振谐网络与变压器的原边绕组串联，变压器的副边绕组连接输出整流滤波电路。本发明在相同频率时能得到更高的电压增益，因为改进的LLC谐振变换器有电流提升功能，因此在没有AC-DC交流变直流的升压环节的情况下，LLC谐振变换环节的工作频率将会降低。本文提出的增加辅助电路的LLC谐振变换器在正常工作时能够改善工作状态，达到更高的功率密度和更高的工作效率。

说明书

技术领域

本发明属于开关电源技术领域，尤其涉及一种应用在分布式电源中的LLC 谐振变换器。

背景技术

分布式电源系统被广泛应用在电源通信系统中，分布式电源供电系统采用小 功率模块和大规模控制集成电路作基本部件，利用最新理论和技术成果，组成积 木式、智能化的大功率供电电源，从而使强电与弱电紧密结合，降低大功率元器 件、大功率装置(集中式)的研制压力，提高生产效率。

分布式电源通常接入中压或低压配电系统，并会对配电系统产生广泛而深远 的影响。分布式电源是促进风电、太阳能等分散式可再生能源的开发利用、提高 清洁能源利用效率、解决偏远农村地区电力供应问题的重要途径。在当今能源和 环境压力日益增加的背景下，推动分布式电源发展已成为世界各国促进节能减 排、应对气候变化的重要措施之一。分布式电源作为我国电力系统的有机组成部 分，是大电源的重要补充，与大电源、大电网有机统一、缺一不可。

分布式电源一般由两部分组成，一部分是前级变换器，另一部分是DC-DC 变换器。而前级变换器主要由两级组成，前级是有交流输入的功率因数校正电路， 后级是有直流输入的DC-DC变换器。作为一种服务子系统，分布式电源需要更 高的功率密度，为了提高功率密度，需要较高的开关频率和效率，提高频率和效 率会使元器件体积减小。除了高效和高频，前级DC-DC变换器还要求具有一定 的保持时间，对于保持时间的定义：当交流输入消失，系统需要在全功率情况下 工作10-20毫秒。为了达到时间的要求，前级DC-DC变换器需要设计为宽范围 输入，在此设计下，较高的输入范围的工作状态远好于低输入范围的工作状态。

在众多的DC-DC变换器中，LLC谐振变换器因为具有较宽范围的输入和较 高的效率而被采用。而在较高的输入电压下对于传统谐振变换器的优化设计是 LLC变换器的另一个优点。为了更好的了解LLC谐振变换器的特性，需要分析 直流电压增益，此增益能够用简单的元素分析。

为了满足分布式电源中保持时间的条件，要求LLC谐振变换器即使在较低 的输入电压时都要保证输出电压不降低，因此LLC谐振变换器需要得到比正常 工作状态还要高的电压增益，为了适应较高的电压增益，LLC谐振变换器需要在 远离谐振频率的工作状态下工作，这一状态导致原边电流的增大并且降低了宽范 围输入时的平均效率。为了解决这个问题，需要增加辅助电路，辅助电流有提升 电流的能力，在保持时间范围内能够获得更高的增益，这一技术方案，谐振变换 器能够达到最优设计，此设计使谐振变换器达到较高的功率密度和转换效率。

发明内容

本发明的目的在于解决上述现有技术中的问题，提供一种在交流输入消失时 能够在保持时间内获得更高的功率密度和效率的应用在分布式电源中的LLC谐 振变换器。

为了实现上述目的，本发明采用以下技术方案予以实现：

一种应用在分布式电源中的LLC谐振变换器，包括直流供电电源，直流供 电电源上连接有逆变电路，逆变电路上并联有振谐网络，振谐网络与变压器的原 边绕组串联，变压器的副边绕组连接输出整流滤波电路。

所述逆变电路为由全桥逆变电路或半桥逆变电路构成的开关网络。

所述逆变电路采用半桥逆变电路，开关管采用MOS管，MOS管的漏极和源 极之间并联体二极管和寄生电容。

所述半桥逆变电路包括第一开关MOS管、第二开关MOS管、第一体二极 管、第二体二极管、第一寄生电容以及第二寄生电容；

第一开关MOS管的漏极与直流电源的正极相连，第二开关MOS管的源极 与直流电源的负极相连，并接地；第一开关MOS管的源极和第二开关MOS管 的漏极相连；第一体二极管和第一寄生电容并联在第一开关MOS管的源极与漏 极之间，且第一体二极管的阳极与第一开关MOS管的源极相连；第二体二极管 和第二寄生电容并联在第二开关MOS管的源极与漏极之间，且第二体二极管的 阳极与第二开关MOS管的源极相连；谐振网络并联在第二开关MOS管的源极 与漏极之间。

所述谐振网络包括谐振电容、第一谐振电感以及第二谐振电感；谐振电容和 第一谐振电感串联后接在第一变压器原边绕组的一端，原边绕组的另一端与谐振 电容并联在逆变电路的输出端上；第二谐振电感并联在第一变压器原边绕组的两 端。

所述输出整流滤波电路包括第一整流二极管、第二整流二极管、第三整流二 极管、第四整流二极管、钳位二极管、滤波电容以及辅助开关；变压器的一个副 边绕组的分别通过第一滤波电感和第三滤波电感与第一整流二极管和第三整流 二极管的阳极相连，另一个副边绕组的分别通过第二滤波电感和第四滤波电感与 第二整流二极管和第四整流二极管的阳极相连；辅助开关的漏极与变压器副边绕 组相连，第三整流二极管的阴极、第四整流二极管的阴极以及钳位二极管的阳极 均连接到辅助开关的源极上，第一整流二极管和第二整流二极管的阴极均连接到 钳位二极管的阴极上；滤波电容并联在钳位二极管的两端。

与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：

本发明型LLC谐振变换器，为了满足保持时间的要求，即使在低输入或者 没有输入电压的情况下也能保持正常的输出电压，这就需要较高的电压增益。而 高的电压增益得益于辅助电路，此电路有提升电流的功能，当交流输入电压消失 或者降低时，此电路能够使二极管的钳位电压不降低，在此种情况下，本发明仍 能保持正常的工作状态，并且保证输出电压不降低，在保持时间内保证变换器正 常的转换效率。本发明通过辅助电路的电流提升功能，即使需要更高的电压增益 在没有较宽范围的开关频率的情况下LLC谐振变换器也能被控制和管理，这将 使得LLC谐振变换器能够工作在谐振频率附近，从而使得变压器和谐振腔能够 达到最佳设计，得到更高的功率密度和效率，所以此种发明可以应用在分布式电 源中的电源通信系统中。本发明通过增加辅助升压电路，确保在分布式电源里的 交流输入电压消失的情况下，能够在保持时间内使输出电压不降低，并且达到更 高的功率密度和效率。

附图说明

图1是分布式电源中前级变换器结构图。

图2是原有谐振变换器结构图。

图3是本发明提出的谐振变换器拓扑结构。

图4是本发明提出的谐振变换器的主要波形图。

图5是K对变换器的影响的电压增益曲线。

图6是Q对变换器的影响的电压增益曲线。

图7是输入输出电压转换率对电压增益的影响。

图8是本发明的效率和原有谐振变换器效率比较。

具体实施方式

下面结合附图对本发明型的具体实施做详细的阐述。

如图1所示为分布式电源前级变换器结构图，此前级变换器由两部分组成， 首先是功率因数校正电路，此校正电路为升压电路，当电力系统接入交流输入时， 通过PFC阶段的升压作用升高交流电压，本发明中拟升压到400V的直流，第二 部分则是直流转换阶段，将前一部分得到的直流输出电压作为此部分的直流输入 进行转化，此DC/DC转换电力有很多种拓扑结构，如PWM硬开关转换电路， 此发明中采取利用软开关技术的LLC谐振变换器，此种拓扑结构具有功率密度 大，转换效率高等优点。

如图2所示，此图为原有LLC谐振变换器拓扑结构，包括直流供电电源Vin、 第一开关MOS管Q1、第一开关MOS管Q1的体二极管Db、寄生电容C1、第 二开关MOS管Q2、第二开关MOS管Q2的体二极管Db、寄生电容C2、谐振 电容Cr、谐振电感Lr、励磁电感Lm、隔离型变压器T、第一整流二极管D3、 第二整流二极管D4、滤波电容Co、输出电阻Ro；所述第一开关MOS管的漏极 和第二开关MOS管的源极与直流电源相连，第一开关MOS管的源极和第二开 关MOS管的漏极相连，第二开关MOS管的源极接地；所述变压器T原边绕组 和谐振电容Cr串联，串联谐振电感是变压器原边的漏感，并联谐振电感是变压 器的励磁电感，变压器T副边绕组分别接第一整流二极管D3和第二整流二极管 D4，副边绕组并联滤波电容Co、输出负载Ro。

如图3所示，此图为本发明型LLC谐振变换器拓扑结构，据图可知变压器 原边的结构和连接方式和原谐振变换器相同，不同点是变压器副边结构，变压器 副边绕组接滤波电感、整流二极管、滤波电容、辅助开关管及钳位二极管；第一 副边绕组接第一滤波电感L1和第三滤波电感L3，并且两个滤波电感分别串联第 一和第三整流二极管；第二副边绕组接第二滤波电感L2和第四滤波电感L4，并 且两个滤波电感分别串联第二和第四整流二极管；第三整流二极管和钳位二极管 Dc串联；辅助开关Sc和滤波电容Co接在变压器副边绕组。

本发明包括一个LLC谐振变换器电路，LLC谐振电路包括逆变电路、LLC 谐振回路、隔离变压器，输出滤波电路、辅助升压电路，此升压电路能够保证电 压增益的增大。直流供电电源为前级功率因数校正电路的输出。LLC谐振回路的 直流输入端并接到直流供电电源的输出端。LLC谐振回路为半桥谐振结构。输出 滤波电路和辅助升压电路通过变压器耦合。输出滤波电路为电容滤波。LLC谐振 回路包括方波发生电路(即逆变半桥电路)和LLC谐振电路，方波发生电路的 直流输入端为LLC谐振回路的直流输入端；LLC谐振电路的输入端接方波发生 电路的输出端，输出端接变压器原边绕组。串联谐振电容、串联谐振电感与并联 励磁电感串联后的两端分别接方波发生电路的两个输出端，并联励磁电感与变压 器原边绕组并联。串联谐振电感是变压器原边的漏感，并联谐振电感是变压器的 励磁电感。辅助升压电路和变压器副边绕组相接，升压电路由辅助开关和二极管 组成。

如图4所示，此图为本发明型LLC谐振变换器主要工作波形，在得到此波 形时，要做如下假设：

输入和输出电压必须是常量。

变压器是理想型变压器，包括励磁电感Lm，原边匝数为Np，副边匝数为 Ns。

开关管和二极管都是理想型的。

此拓扑结构有十个工作模式，因为拓扑结构的对称性，只对前五个工作模式 进行描述。

在to阶段前，第一开关MOS管Q1将要被导通，没有能量传输到变压器副 边。

[t₀-t₁]阶段：第二开关MOS管Q2在to阶段关断，此时，两个开关管的寄生 电容和谐振电路组成电流回路，并且在寄生电容和谐振回路间产生谐振，谐振现 象使得第一开关MOS管Q1的寄生电容放电，导致零电压，当寄生电容C1为零 后，第一开关MOS管Q1电压也为零，此时的谐振电流流过第一开关MOS管 Q1的体二极管，变压器副边没有能量的传输。

[t₁-t₂]阶段：当第一开关MOS管Q1放电结束后，第一开关MOS管Q1和 辅助开关Sc在t1时刻开通，第一开关MOS管Q1在此时刻能实现零电压开通， iLm能够维持励磁电感，辅助电路提升谐振电流iLr，两个电流的能量之差通过 变压器传输给第一整流二极管D3和辅助开关Sc。

[t₂-t₃]阶段：辅助开关管在t2时刻关断，钳位二极管Dc和第一整流二极管 D1导通，给电路提供导通路径，原边能量传输到副边，t2时刻储存在第一整流 二极管D3中的电流iD3流入钳位二极管，随着iD3的减少，iD1随着原边电流 的增加而增加，此时随着iLr的增加，Cr和Lr之间发生谐振，辅助开关管的电 压被Dc钳位，iLm随着输出电压的变化增长。

[t₃-t₄]阶段：当iDc减为零时，钳位二极管Dc关断，此时谐振电感Lr和谐 振电容Cr仍有谐振发生，当谐振发生时，输入能量传输到负载。

[t₄-t₅]阶段：励磁电感Lm上的电流随着谐振电感Lr和谐振电容Cr之间谐 振的发生而改变，在此阶段，励磁电感Lm参与谐振，没有能量传输到副边。

如图5所示为k对此谐振变换器电压增益的影响，k为励磁电感和谐振电感 之比，此发明需要一个较小的k值，因此要求励磁电感Lm较小，谐振电感Lr 较大。通常为了使传输损耗达到最小，要求设计合理范围内的最大励磁电感Lm 以减少原边和二次侧均方根电流，因此，在缩小开关频率范围的前提下，效率的 损失使得设计较小的励磁电感Lm不易实现，因此取值较大的谐振电感Lr能够 缩小开关频率范围，此时辅助支持电路能够在保持时间内达到最优实现的目标。

如图6所示为品质因数Q对谐振变换器电压增益的影响，当k不能满足电压 增益的影响时，可通过调节Q值改变增益，公式如下：

$G_{\mathrm{DC}}=\frac{1}{2n\sqrt{{\{1+\frac{1}{k}[1-{\left(\frac{f_r}{f_s}\right)}^2\left]\right\}}^2+{\left[(\frac{f_s}{f_r}-\frac{f_r}{f_s})\frac{{\pi }^2}{{8n}^2}Q\right]}^2}}$

在上式中$Q=\sqrt{\frac{L_r}{C_r}}\frac{1}{R_o},f_r=\frac{1}{2\pi \sqrt{L_r{C}_r}},k=\frac{L_m}{L_r}$

n为变压器原边和副边匝数比。

如图7所示，此图为谐振变换器输出输入电压比率对电压增益的影响，为了 得到输出电压，假定在开关管导通阶段和励磁电感为零时直流供电电源和输出电 压都为常量，电压增益主要由钳位二极管波形反应，增益值为下式：

$G_{\mathrm{dc}}\cong \frac{{2n}^2{L}_m{L}_r+\sqrt{{4n}^4{L}_m^2{L}_r^2+8n{L}_r(L_m+L_r)f_s{R}_o{L}_m{B}^2}}{8n{L}_r(L_m+L_r)}$

在上式中，n＝N_s/N_p，B＝dt/f_c，fs是原边第一开关MOS管Q1和第二开关 MOS管Q2的开关频率，fc是副边开关管Sc的开关频率。在图7中，拟定励磁 电感Lm＝5mH，fs＝100kHz，fc＝200kHz，当输出电压和输入电压之比较小时，小 于0.2，四种状态下的电压增益很相近，当输出电压和输入电压之比逐渐增大， 随着谐振电感Lr的变化，电压增益的变化比较明显，由图可知，随着谐振电感 Lr的减小，电压增益增大，有利于此发明正常工作。

由图8所示，此图为供电电源消失后的本发明的效率和原谐振变换器的效率 间的对比图，因为本发明增加了辅助电流，辅助电流的升压功能使得变换器在供 电电源消失后仍能保持正常的工作状态，保证输出电压不降低，从而在保持时间 内保证变换器正常的转换效率。而原有谐振变换器因为没有辅助电流的升压功 能，不能保证正常的工作状态，从而在供电电源消失后效率也急速下降，直至为 零。

以上内容仅为说明本发明的技术思想，不能以此限定本发明的保护范围，凡 是按照本发明提出的技术思想，在技术方案基础上所做的任何改动，均落入本发 明权利要求书的保护范围之内。