变频器带输出电抗器运行的前馈解耦矢量控制方法

摘要

变频器带输出电抗器运行的前馈解耦矢量控制方法，包括如下步骤：在变频器运行前，将变频器所配置的三相交流电抗器的电感、电阻参数输入到变频器的控制器中；当变频器开始运行，控制器进行矢量控制时，控制器根据离线输入的三相交流电抗器参数，配合变频器内部电流传感器检测到的变频器三相输出电流和电动机测速器件得到的电动机转速，计算得到三相交流电抗器所产生的电动机输入端电压矢量与变频器期望输出矢量之间的偏差；然后在控制器的输出电压参考波形中对这个偏差进行前馈补偿。本发明的有益效果：通过这个前馈补偿，使得电动机输入端得到的定子电压矢量和变频器期望输出电压矢量完全一致，消除电抗器电感对实际电压矢量控制的影响。

说明书

技术领域

本发明涉及一种变频器带输出电抗器运行的前馈解耦矢量控制方法，应用于需要带输出 电抗器运行的矢量控制。

背景技术

在变频器的实际使用中，如果变频器所拖动的电动机与变频器之间的距离大于变频器产 品标出的规定电缆长度，变频器就必须在它的输出侧加装滤波设备，从而增强变频器的长距 离带载能力。滤波设备一般有三相交流输出电抗器、三相dv/dt滤波器和三相正弦波滤波器， 其中以三相交流输出电抗器的价格最合理，使用普及程度最高。

一般的变频器产品在带三相交流电抗器进行矢量控制运行时，并没有对控制算法进行特 殊的处理，方法和不带三相交流电抗器时一样。由于三相交流电抗器的电压压降为输出电压 的2％—4％，这个电压比重不算很大，在一般的使用场合中，变频器带三相交流电抗器运行 仍能满足性能要求。但在一些高性能、高转速的交流传动场合，就会产生较明显的影响。

图1是变频器不带三相交流电抗器的框图，图2是变频器带三相交流电抗器的框图。两 者都是从三相电网1吸收三相电能，通过变频器2内部的交流变直流环节(AC-DC)和直流 变交流环节(DC-AC)将三相电网1的工频电压变为幅值和频率可变的三相电压。两者的区 别仅在于在变频器2的输出是否加有三相交流电抗器4去连接电动机3。

图3是变频器不带三相交流电抗器时的矢量图，由于是采用磁场定向矢量控制，电动机 的转子磁链ψ_r被定向在MT坐标系的M轴上，因此产生转子磁链的定子电流分量I_sm也在M 轴上，而产生转矩的定子电流分量I_st在与M轴正交的T轴上。电动机的输入功率因数角为θ， 故电动机定子电压矢量U_s和定子电流矢量I_s的夹角为θ。电动机定子电压矢量U_s在M轴和T 轴上的分量分别为U_sm和U_st。

图4是变频器带三相交流电抗器时的矢量图，为了分析的简洁，忽略三相交流电抗器的 电阻r。变频器期望输出电压矢量三相交流电抗器电压矢量ωLI_s(L为三相交流电抗器 的电感量，ω为流过三相交流电抗器的电流的角频率)和电动机定子电压矢量U_s构成一个矢 量三角形，和U_s之间的夹角为δ，可见和U_s在相角和幅值上都有区别。当变频器控制 正常时，控制器产生的控制参考电压和变频器的输出电压矢量是相同的，因此由于三相交流 电抗器的压降，变频器的实际控制电压和电动机实际得到的定子电压是不同的。由图3可知， 电动机定子电压矢量U_s在M轴和T轴上的分量模值U_sm和U_st都小于在M轴和T轴上的 分量模值和因此电动机不仅处于欠励磁状态，转矩分量电流也不足，电动机的转矩 能力小于控制器的实际要求。

发明内容

本发明要解决的技术问题是，针对现有变频器带输出电抗器进行矢量控制存在的上述不 足，提供一种变频器带输出电抗器运行的前馈解耦矢量控制方法，对电动机输入端定子电压 矢量与变频器期望输出电压矢量之间产生的偏差进行补偿控制，提高电机的动态性能。

本发明为解决上述技术问题所采用的技术方案是：

一种变频器带输出电抗器运行的前馈解耦矢量控制方法，包括如下步骤：

1)在变频器运行前，将变频器所配置的三相交流电抗器的电感、电阻参数输入到变频器 的控制器中；

2)当变频器开始运行，控制器进行矢量控制时，控制器根据离线输入的三相交流电抗器 的电感、电阻参数，配合变频器内部电流传感器检测到的变频器三相输出电流和电动机测速 器件得到的电动机实际转速，计算得到三相交流电抗器所产生的电动机定子电压矢量与变频 器期望输出电压矢量之间的偏差；

3)然后在控制器的输出电压参考波形中对这个偏差进行前馈补偿。

按上述方案，该方法具体包括如下步骤：

1)在变频器运行前，将变频器所配置的三相交流电抗器单相电感量L、单相电阻值r输 入到变频器的控制器中；

2)当变频器开始运行，控制器进行矢量控制时，控制器根据步骤1)离线输入的三相交 流电抗器单相电感量L、单相电阻值r，配合变频器内部电流传感器检测到的变频器三相输 出电流和电动机测速器件得到的电动机实际转速ω，计算得到三相交流电抗器所产生的电动 机定子电压矢量与变频器期望输出电压矢量之间的偏差，具体为：

a、列写三相交流电抗器在三相静止坐标系中的时域方程：

${\mathrm{rI}}_s+L\frac{{\mathrm{dI}}_s}{\mathrm{dt}}=U_s^{*}-U_s$

其中：电动机定子电流矢量(即变频器输出电流矢量)；

变频器期望输出电压矢量；

电动机定子电压矢量；

转子磁链所在定向轴与定子轴的夹角(转子磁链的空间角度)，由电动机的转差角频 率指令值与电动机实际转速ω相加后积分得到(转差角频率指令值通过如下步骤得到： 电动机实际转速ω与控制器的电动机指令转速ω^*之间的转速差经转速调节器后，得到转矩指 令T^*，转矩指令T^*与电动机18的励磁电感L_m和转子电感L_s在转矩电流计算器中进行运算后， 再与转子磁链值相除，得到与励磁轴T轴平行的T轴电流指令值在转差计算器中与 励磁电感L_m和转子时间常数T_r进行运算，并与转子磁链值相除，得到转差角频率指令值 )；

b、将三相静止坐标系的时域方程变换到旋转的MT空间坐标系中，转子磁链所在定向轴 为励磁轴M轴，为旋转的MT空间坐标系转过的空间角度，得到M轴变频器期望输出电压分 量T轴变频器期望输出电压分量与M轴电动机定子电压分量U_sm、T轴电动机定子 电压分量U_st之间的偏差满足下式：

$U_{\mathrm{sm}}^{*}-U_{\mathrm{sm}}={\mathrm{rI}}_{\mathrm{sm}}+L\frac{{\mathrm{dI}}_{\mathrm{sm}}}{\mathrm{dt}}-{\mathrm{\omega LI}}_{\mathrm{st}}$

$U_{\mathrm{st}}^{*}-U_{\mathrm{st}}={\mathrm{rI}}_{\mathrm{st}}+L\frac{{\mathrm{dI}}_{\mathrm{st}}}{\mathrm{dt}}+{\mathrm{\omega LI}}_{\mathrm{sm}}$

其中，I_sm、I_st分别为电动机定子电流矢量I_s在M轴、T轴的分量(M轴实际电流I_sm、T 轴实际电流I_st)，ω为流过三相交流电抗器的电流的角频率，ωLI_sm、ωLI_st分别为三相交流 电抗器电压矢量ωLI_s在M轴、T轴的分量，在稳态时有：

$U_{\mathrm{sm}}^{*}-U_{\mathrm{sm}}={\mathrm{rI}}_{\mathrm{sm}}-{\mathrm{\omega LI}}_{\mathrm{st}}$

                         ；

$U_{\mathrm{st}}^{*}-U_{\mathrm{st}}={\mathrm{rI}}_{\mathrm{st}}+{\mathrm{\omega LI}}_{\mathrm{sm}}$

3)然后在控制器的输出电压参考波形中对这个偏差进行前馈补偿，具体如下：

设M轴电压前馈补偿量ΔU_sm、T轴电压前馈补偿量ΔU_st满足下式：

ΔU_sm＝rI_sm-ωLI_st

ΔU_st＝rI_st+ωLI_sm

则

$U_{\mathrm{sm}}^{*}=U_{\mathrm{sm}}+\Delta U_{\mathrm{sm}}$

$U_{\mathrm{st}}^{*}=U_{\mathrm{st}}+\Delta U_{\mathrm{st}}$

即M轴变频器期望输出电压分量T轴变频器期望输出电压分量分别为M轴电动 机定子电压分量U_sm、T轴电动机定子电压分量U_st加上对应的M轴电压前馈补偿量ΔU_sm、T 轴电压前馈补偿量ΔU_st；

因此，在M轴/T轴变频器期望输出电压分量(控制器输出电压矢量)中包含 ΔU_sm/ΔU_st，抵消掉电抗器电感对电动机定子电压矢量(实际电压)的影响，即：

$U_{\mathrm{sm}}^{*}=U_{m1}^{*}+\Delta U_{\mathrm{sm}}$

$U_{\mathrm{st}}^{*}=U_{t1}^{*}+\Delta U_{\mathrm{st}}$

则：

$U_{m1}^{*}=U_{\mathrm{sm}}$

$U_{t1}^{*}=U_{\mathrm{st}}$

分别为新的M轴/T轴控制器输出电压矢量，此时变频器的控制器输出电压和变 频器实际输出到电机的定子电压相等。

本发明的工作原理：本发明前馈解耦控制建立在电动机的磁场定向矢量控制之上。在磁 场定向矢量控制中，电动机的转子磁链ψ_r被固定在一个旋转的MT空间坐标系的M轴上，MT 空间坐标系的旋转速度选为电动机磁场的同步旋转角速度ω₁。由于电动机的定子电流矢量I_s也是以磁场的同步旋转角速度ω₁进行旋转，所以定子电流矢量I_s与旋转的MT空间坐标系相 对静止，I_s在与转子磁链ψ_r平行的励磁轴(即M轴)和与转子磁链ψ_r正交的转矩轴(即T轴) 上分别形成两个投影I_sm和I_st，在稳态时，I_sm和I_st都是直流量，I_sm的作用是激励并控制转子 磁链ψ_r，通过控制I_sm就能够控制转子磁场的强度，I_st的作用是与正交的转子磁链ψ_r相互作 用，产生电动机的转矩，通过控制I_st就能够控制电动机的转矩力。由于I_sm和I_st相互正交， 彼此之间是解耦的，因此可以对I_sm和I_st进行单独的控制。当通过控制I_sm来保证转子磁链ψ_r不变时，单独控制I_st就能控制电动机的转矩。因此，磁场定向矢量控制中，分别对两个相互 正交的坐标轴上的I_sm和I_st进行控制，形成了两个电流控制回路，并产生M轴、T轴两个参考 电压和

为了使电动机定子得到足够的电压矢量，使电动机的转矩达到要求，必须在控制器产生 的电压矢量中考虑到三相交流电抗器的影响，在其中加入一个电压矢量分量去抵消三相交流 电抗器的压降，实现前馈解耦。如果要对三相交流电抗器产生的误差进行前馈解耦补偿，就 必须将三相交流电抗器的数学模型建立在和磁场定向矢量控制相同的旋转坐标系中。然后， 根据输出电抗器参数和定向分解后的励磁电流和转矩电流，分别得到励磁电压参考值和转矩 电压参考值的电压前馈补偿量。

本发明的有益效果在于：在闭环矢量的电流环调节器输出中，根据输出电抗器参数和定 向分解后的励磁电流和转矩电流，叠加得到励磁轴电压前馈补偿量和转矩轴电压前馈补偿量， 这两个电压前馈补偿量的叠加极性和实际系统中电抗器在励磁轴和转矩轴上产生的旋转电动 势相反，使得电机在动态过程中实际定子电压矢量不受电抗器压降的影响(消除电抗器电感 对实际电压矢量控制的影响)。

附图说明

图1是变频器不带三相交流电抗器的框图；

图2是变频器带三相交流电抗器的框图；

图3是变频器不带三相交流电抗器时的矢量图；

图4是变频器带三相交流电抗器时的矢量图；

图5是本发明实施例变频器带输出电抗器运行的前馈解耦矢量控制框图。

具体实施方式

下面根据具体实施例并结合附图，对本发明作进一步详细的说明。

参照图5所示的变频器带输出电抗器运行的前馈解耦矢量控制框图，电动机18的实际转 速ω(流过三相交流电抗器的电流的角频率)通过测速装置19得到，ω与控制器的电动机指 令转速ω^*通过第一比较器28进行比较，第一比较器28比较后所得到的ω与ω^*之间的转速差 经转速调节器5后，得到转矩指令T^*。转矩指令T^*与电动机18的励磁电感L_m和转子电感L_s在转矩电流计算器6中进行运算后，再通过第一除法器27与转子磁链值相除，得到与磁 场坐标轴(励磁轴T轴)平行的T轴电流指令值在转差计算器7中与励磁电感L_m和转 子时间常数T_r进行运算，并通过第二除法器26与转子磁链值相除，得到电动机18的转差 角频率指令值与实际转速ω通过第一加法器21相加，得到转子磁链的旋转角速度通过第一积分器20进行积分，得到转子磁链的空间角度T轴电流指令值还通过第二 比较器24，与T轴实际电流I_st相比较，第二比较器24的输出送到T轴电流调节器8中，T 轴电流调节器8的输出为电动机18的T轴电压参考同理T轴电流指令值还通过第三 比较器25，与M轴实际电流I_sm相比较，第三比较器25的输出送到M轴电流调节器9中，M 轴电流调节器9的输出为电动机18的M轴电压参考

对和分别加上对应轴的电压前馈补偿量，抵消电机模型中由于三相交流电抗器所 产生的电压误差，其中，T轴电压前馈补偿量为ΔU_st，M轴电压前馈补偿量为ΔU_sm。将I_st分 别与ωL、r相乘，将I_sm分别与ωL、r相乘，然后由第二加法器23实现ΔU_st的表达式、由 第三加法器22实现ΔU_sm的表达式，实现ΔU_st、ΔU_sm这两个电压前馈补偿量对和的补 偿和解耦，解耦补偿后的M轴/T轴变频器期望输出电压分量(参考电压)分别为和

显然，上述实施例仅仅是为清楚地说明本发明所作的举例，而并非是对本发明的实施方 式的限定。对于所属领域的普通技术人员来说，依本发明的精神所引伸出的显而易见的变化 或变动仍处于本发明的保护范围之中。