用于控制便携式电子设备中的电池充电电流的DC-DC变换器

摘要

提供了一种用于控制提供给便携式设备中的可再充电电池的充电电流的DC-DC变换器。所述控制防止充电电流超过供电USB连接所允许的最大值。

说明书

技术领域

本发明的目的是用于控制提供给便携式设备中的电池的充电电流的DC-DC 变换器，特别是降压器型的DC-DC变换器(即，降压变换器或降压型变换器)， 更具体而言，涉及使用USB(通用串行总线)接口用于由电池供电的上述便携 式设备与其它设备的互连。

背景技术

在过去的几年中，由电池供电的便携式电子设备如移动电话、数码相机、 数码摄像机、掌上设备(个人数字助理PDA)在用户中已越来越普及。

USB接口作为个人电脑(PC)与其它外围设备如打印机、键盘、指向设备、 存储卡读取器和大容量存储配件(笔式驱动器)的连接装置所取得的成功已引 导消费电子设备制造商也提供具有这种USB接口的便携式设备。

实际上，由于便携式设备中多媒体功能和应用数目的增长，且该增长决定 了电流消耗高，因此需要对这些设备的电池频繁再充电。USB连接保证利用其 它便携式设备快速进行这样的再充电。

但是，在通过USB连接对便携式设备电池进行再充电时存在的问题在于： 难以有效控制从外部通过USB连接器提供给该电池的供电电流以防止该电流超 过USB连接自身所允许的最大值。

为了克服这样的缺陷，已知方案采用DC-DC变换器，该DC-DC变换器具 有与USB连接器连接的输入端子，且设有与该输入端子关联的电流检测装置。 基于由上述检测装置提供的信息，变换器能够控制与通过USB连接器提供给便 携式设备的外部电源电流的预设值的差异。与变换器的输出端子关联的类似检 测装置也允许控制提供给要进行再充电的电池的充电电流的变化。

但是，已知类型的此等DC-DC变换器包括多个离散的电路部件，这些电路 部件往往使其太庞大且不适合应用于便携式设备，而在这些便携式设备中，存 在不同部件趋于小型化和集成化的趋势，以降低其实现成本。此外，这样的 DC-DC变换器的运行意味着功耗高，这在很多应用中不可接受。

发明内容

本发明的目的是提供一种用于控制从外部通过便携式电子设备中的USB连 接器提供给电池的电源电流的DC-DC变换器，特别是降压器型的DC-DC变换 器(即，降压变换器)，其可代替已知类型的变换器并且允许至少部分克服上述 缺陷。

该目的通过根据权利要求1所述的电子DC-DC变换器实现。

从属权利要求2-11限定了该变换器的优选实施例。

此外，本发明的目的还在于包括如权利要求12所限定的用于控制电池充电 电流的DC-DC变换器的便携式电子设备。

附图说明

根据下文中参照附图通过象征性的非限制性示例给出的关于优选示例性实 施例的说明，可得出上述电子变换器的其它特种和优点，在附图中：

图1示意性示出由电池供电的便携式电子设备；

图2示意性示出用于控制图1所示设备的电池充电电流的电子DC-DC变换 器；

图3具体示出图2所示电子变换器中包括的电子部件的框图结构；

图4A、图4B和图4C分别例如示出连续传导模式下与图2所示电子变换器 相关的充电电流、输入电流和占空比信号相对于时间的波形；

图4D例如示出连续传导模式下与图3所示部件单元相关的电压信号相对于 时间的波形；

图4E示出图4A所示波形的两个相继周期的细节；

图5A和图5B分别例如示出不连续传导模式下与图2所示电子变换器相关 的充电电流和占空比信号相对于时间的波形；

图5C例如示出不连续传导模式下与图3所示部件单元相关的电压信号相对 于时间的波形；

图5D示出图5A所示波形的两个相继周期的细节。

具体实施方式

图1示意性示出优选为便携式类型的电子设备100，该电子设备100包括根 据本发明一实施例的DC-DC变换器200。图1中所示电子设备100例如为移动 电话，但是根据本发明的其它实施例，这样的设备100可能为掌上设备(个人 数字助理，即PDA)、便携式MP3文件播放器、数码相机、数码摄像机、便携 式电脑(例如笔记本电脑和上网本)。

移动电话100包括与可再充电电池101连接以接收适当电源电流的多个电 子部件。这在图1中通过虚线示意性表示。此外，如上述图1所示，所述DC-DC 变换器200与电池101电连接。

更具体而言，移动电话100包括天线10、与该天线10连接的收发器单元 20(Tx/Rx)、以及与收发器单元20连接的射频单元30(AV-CIRC)。扬声器40 和麦克风90与该电话100的音频单元30连接。此外，移动电话100设有用于 控制该设备的各种电话和多媒体功能、特别是用于基于系统存储器80(MEM) 中所存储的控制程序控制收发器单元20和音频单元30的功能的中央处理单元 (CPU)60，该系统存储器80与CPU 60连接。此外，移动电话100设有具有 屏幕71的显示器70(例如液晶显示器DSPY)以及用户接口50如字母数字键 盘(K-B)。

参照图2，标号200表示用于控制便携式设备中的电池、例如上述移动电话 100的电池101的充电电流的新的电子DC-DC变换器的示例性实施例。这样的 电子变换器200例如为降压变换器。

降压DC-DC变换器200连接在要进行再充电的电池101与连接至外部电源 电压源Vin的连接器201之间，该连接器201优选为USB(通用串行总线)类 型。特别地，变换器200包括与电源Vin连接以从便携式设备100外部接收电 源电流I_IN的电输入端子1。例如，这样的外部电源电压Vin可由例如为笔记本 电脑或膝上电脑类型的外部计算机提供，或者由可通过USB连接与该便携式设 备100连接的任何设备提供。

参照图2，降压型DC-DC变换器200还包括电输出端子2，该电输出端2 通过彼此串联连接的线圈203和感测电阻器204与要进行再充电的电池101连 接。应当注意，该线圈203和感测电阻器204为离散的电路部件，也就是说， 它们并不集成在半导体材料芯片上。

另外，变换器200包括受控选择器202，该受控选择器202包括受电路控制 块DV控制的第一开关S1和第二开关S2。这样的受控选择器进行操作以将输入 端子1与输出端子2选择性连接/断开，也就是说，将待再充电电池101与外部 电源电压Vin选择性连接/断开。优选地，第一开关S1和第二开关S2为PMOS 晶体管和NMOS晶体管，以推拉式(pull-push)操作以使得不会同时均失效， 即断路。

更具体而言，受控选择器202被构造成使得所述第一开关S1和第二开关S2 均有效，即短路，外部电源电压Vin与参考电势(例如，地电势GND)短路， 从而将电池101隔离。反之，在这些开关中仅第一开关S1短路的情况下，电池 101通过线圈203和感测电阻器204与外部电源电压Vin连接。

应当注意，感测电阻器204用于检测线圈203内流过的充电电流I_OUT的值。 这样的充电电流I_OUT用于对电池101再充电。优选地，感测电阻器204包括大 小为约100mΩ的离散的电阻器204。

感测电阻器204两端的电压VR与充电电流I_OUT的平均值成比例，并且代 表待处理并依靠DC-DC变换器200的反馈支路发送以驱动电路控制块DV的反 馈电压信号。

特别而言，DC-DC变换器200的反馈支路包括用于从反馈信号VR生成控 制信号S的反馈模块300。这样的控制信号S被发送至控制块DV以控制第一开 关S1和第二开关S2。优选地，反馈模块300整体而言包括集成电路。

图4A例如示出连续传导模式下降压型DC-DC变换器200的线圈203中存 在的电流相对于时间的波形(实线曲线)。该线圈203的电流与电池101的充电 电流I_OUT一致。该充电电流I_OUT的交变趋势取决于线圈203通过选择器202与 输入电压源Vin的连接/断开状态。该充电电流的平均值I_OUT/AV由图4A中的虚 线表示。

图4B例如示出连续传导模式下降压型变换器200的电源或输入电流I_IN相 对于时间的波形(实线曲线)。在该信号的每个周期T中，输入电流I_IN的波形 包括由第一时段t1期间第一开关S1的相伴闭合(ON)和第二开关S2的断开 (OFF)决定的脉冲。在相继的时段T-t1中，第一开关S1断开(OFF)，而第二 开关S2闭合(ON)，使得输入电流I_IN为空。该输入电流I_IN的平均值I_IN/AV由图 4B的虚线表示。

变换器200的反馈电模块300包括用于接收和处理感测电阻器204两端的 电压信号VR的第一处理块205和第二处理块206。该第一处理块205和第二处 理块206具有其各自的彼此并行连接且与感测电阻器204两端连接的输入端子。 所述处理块205、206的输出逆接至逻辑块输入207，该逻辑块输入207例如通 过本领域技术人员已知的数字端口“与(AND)”实现。特别而言，该逻辑块207 用于接收分别来自第一处理块205和第二处理块206的第一信号PW1和第二信 号PW2，第一信号PW1和第二信号PW2中的每一个通过对反馈电压信号VR 的处理产生。优选地，该第一信号PW1和第二信号PW2为脉冲宽度调制(PWM) 信号，并且彼此同相。

应当注意，逻辑块207进行操作以选择待发送至电路控制块DV的所述第一 信号PW1和第二信号PW2中的一个或另一个以控制上述第一开关S1和第二开 关S2的断开/闭合。有利地，逻辑块207进行操作以选择所述两个信号PW1、 PW2中其占空比更小的一个信号。

图3具体示出第一处理块205整体的电路结构。与前述附图中相同或相似 的成员和部件在图3中以相同的标号表示。

具体而言，该第一块205包括电压-电压模块变换器301，其被构造成用于 在输入端子接收反馈电压VR，该反馈电压VR由平均充电电流I_OUT/AV表示。该 第一块用于在相应的第一端子A输出有具有恒定宽度的第一电压信号V_A，该第 一电压信号V_A可基于以下关系计算出：

V_A＝G·I_OUT/AV·R                   (1)

其中G为变换器301增益，且R为电阻值204。

应当注意，变换器301的上述第一端子A可通过另一受控选择器303串联 连接至滤波器302(其优选是低通滤波器)的第二输入端子B。所述另一选择器 303包括第三开关S3和第四开关S4，可对第三开关S3和第四开关S4进行控制 以将变换器301与滤波器302选择性连接/断开。特别而言，选择器303为三段 式选择器，其操作使得当仅仅第三开关S3有效(短路)时，变换器301直接连 接至滤波器，也就是说，使得在第二输入端子B上具有第一输出端子A上的电 压VA供滤波器302使用。而在仅仅第四开关S4短路的情况下，滤波器302的 输入端子B连接至参考地电势GND，且变换器301与滤波器302断开。最终， 在开关S3和开关S4均失效(断路)的情况下，端子A和B持续浮置。

此外，上述低通滤波器302与积分器电路304串联连接，该积分器电路采 用本领域技术人员已知的反馈运算放大器305。特别而言，放大器305的反相端 通过中间插入的第一电抗R1与滤波器302的相应输出端子C连接。积分器304 的另一输出端子U通过第二电抗C2与所述反相端连接。此外，放大器305用于 在相应的正相端接收参考电压V_ref。

有利地，这样的参考电压V_ref可用于调节降压型变换器200的输入电流I_IN的值。

积分器304的输出U连接至运算放大器PWM 306的反相输入，该运算放大 器PWM 306相应的正相输入连接至锯齿波信号发生器307。应当注意，在放大 器PWM 306的输出具有第一脉冲宽度调制信号PW1。

应当注意，第二块206的结构与第一块205的结构实质上类似，但是第二 块206不具有选择器303。换句话说，变换器301和低通滤波器302彼此直接连 接。

下面参照图4A-4E描述连续传导模式下本发明的降压型DC-DC变换器200 的运行示例。

特别而言，在电压-电压变换器301的第一输出端子A存在基于关系式(1) 的、与电池101的平均充电电流I_OUT/AV相关的恒定电压V_A。在图4D中示出该 恒定电压V_A(虚线)。

基于图4C的占空比信号D控制第三开关S3的闭合/断开，也就是说，该第 三开关S3在占空比信号D具有高值(逻辑1)时的时段期间闭合(ON状态)， 以将变换器301的输出端子A连接至滤波器302的输入端子B。相反，在占空 比信号D具有低值(逻辑0)时的时段内，第三开关S3保持断开(OFF状态)。

反过来，关于第四开关S4，在占空比信号D为高时的时段中，该第四开关 S4断开(OFF状态)，而在占空比信号D为低时的时段中，该第四开关S4闭合 (ON状态)，从而将滤波器302的输入端子B连接至地电势GND。

相应地，施加至滤波器302输入端子B的电压V_B使得：在占空比信号D 的ON状态时段期间V_B＝V_A；在占空比信号D的OFF状态时段期间V_B＝0。这 样的电压V_B具有图4D中所示的脉冲趋势(实线)。

有利地，在第一块205的第二端子B上的电压V_B的波形表示DC-DC变换 器200的输入电流I_IN的值。这可通过分析图4E而推断出，其中图4E具体示出 电池101的充电电流I_OUT波形的两个相连周期。特别而言，在图4E中，上述电 流I_OUT的峰值由H表示，而I_OUT/AV表示平均充电电流。而且，在第三开关S3和 第四开关S4的闭合/断开的完整周期以T表示的情况下，T/X为占空比，且V_ref为参考电压，在降压型DC-DC变换器200中，输入电流I_IN和电池101的充电 电流I_OUT可表示如下：

$I_{\mathrm{IN}}=\frac{1}{2}·\frac{1}{X}·H---\left(2\right)$

$I_{\mathrm{OUT}}=\frac{1}{2}·H$

此外，以下比例成立：

V_ref∶I_IN＝V_A∶I_OUT

$V_A=\frac{V_{\mathrm{ref}}·I_{\mathrm{OUT}}}{I_{\mathrm{IN}}},$

于是，基于式(2)，第一端子A处的电压可表示如下：

V_A＝V_ref·X，

而第二端子B处的电压为

$V_B=V_A·\frac{1}{X}+0·(1-\frac{1}{X})$

$V_B=V_{\mathrm{ref}}·X·\frac{1}{X}$

V_B＝V_ref

根据以上等式(3)的后部分，可推断出：在连续运行模式下，反馈的降压 型DC-DC变换器200进行操作使得：在静止条件下，在滤波器302输入端子B 处的电压的值与参考电压V_ref相同。该参考电压V_ref的值是基于希望进行控制的 变换器200的平均输入电流I_IN/AV的最大值预设的。

在操作期间，在所述平均输入电流I_IN/AV超过预定最大值的情况下，这引起 电池101的平均充电电流I_OUT/AV相应增加。该电流增加由感测电阻器204检测 出，引起第一端子A处的电压V_A相应增加，且即刻第二端子B处的电压V_B增 加。

如果电压V_B超过参考电压V_ref的值，则积分器电路304在其输出端子U生 成积分信号，其具有的电平比在静止条件下基于V_B与V_ref之间的等式产生的电 平更低。上述积分信号与由发生器307产生的锯齿信号之间的比较产生第一 PWM信号PW1，该信号PW1在本情况下具有的占空比相比该信号PW1在静止 条件下会具有的占空比低。

于是，逻辑块207将该第一信号PW1与由第二块206产生的第二PWM信 号PW2进行比较。应当注意，第二脉冲宽度调制信号PW2仅表示电池101的 平均充电电流I_OUT/AV。特别而言，第二信号PW2的占空比在电池101的充电电 流I_OUT增加/降低后降低/增加。

逻辑块207在所述第一PWM信号PW1和第二PWM信号PW2之间选择具 有更低占空比的信号并作为控制信号S发送。在任何情况下，反馈信号S被发 送至控制块DV，该控制块DV用于相对于静止条件减少第一开关S1闭合而第 二开关S2断开的时段。这样，输入电流I_IN/AV的平均值降低，且输入电流I_IN得 到调节。

当电压V_B最终低于参考电压V_ref时，也可采用类似的考虑。在这种情况下， 由第一块205执行的调节功能使得积分器电路304在该积分器电路304的输出 端子U产生积分信号，其具有的电平相比在静止条件下产生的电平更高。当与 发生器307产生的锯齿信号比较时，上述积分信号生成第一PWM信号PW1， 该第一PWM信号此时相比在静止条件下会产生的具有更高的占空比。基于第一 PWM信号PWM1与第二PWM信号PW2之间的比较，逻辑块207向控制块DV 发送控制信号S。

因此，基于参考电压V_ref值的调节，即使当仅有关于电池101充电电流I_OUT/AV平均值的信息时，本发明的DC-DC变换器200也允许控制平均输入电流I_IN/AV的值。

下面参照图5A-5D描述不连续传导模式下本发明的降压型DC-DC变换器 200的运行示例。

在这种情况下，基于关系式(1)，在变换器301输出端子A也存在与电池 101平均充电电流I_out/AV相关的恒定电压V_A。在图5C中示出该恒定电压V_A(虚 线)。

在不连续传导模式下，基于图5B中所示的占空比信号D1控制第三开关S3 的闭合/断开。在信号D1为高(ON)时的时段期间，第三开关S3闭合(ON状 态)，以将变换器301输出端子A与滤波器302输入端子B连接。而在信号D1 为低时的第一时段(OFF1)和第二时段(OFF2)两者期间，第三开关S3保持 断开(OFF状态)。

关于第四开关S4，在信号D1为高时的时段中，该第四开关断开(OFF状 态)。在信号D1为低时的第一时段(OFF1)中，第四开关S4闭合(ON状态)， 以将滤波器302的第二输入端子B与地电势GND连接。最后，该第四开关S4 在信号D1为低时的第二时段(OFF2)期间回到断开状态。

因此，施加至滤波器302输入端子B的电压V_B使得在占空比D1为高(ON 状态)时的时段期间V_B＝V_A，在D1为低时的第一时段(OFF1)期间V_B＝0。最 后，在D1为低时的第二时段(OFF2)期间V_B＝V_ref。这样的电压V_B具有台阶 式趋势，如图5C中所示(实线)。

图5D具体示出电池101充电电流I_OUT的波形中的两个相邻周期。具体而言， 在该图5D中，所述电流I_OUT的峰值由H表示，而I_OUT/AV表示平均充电电流。 此外，通过以T表示第三开关S3和第四开关S4的完整的闭合/断开周期，T/X 表示时段ON状态，T/Y表示第一时段OFF1，T-T/Y表示第二时段OFF2，且 V_ref表示参考电压，则在DC-DC变换器200中，电池101输入电流I_IN和充电电 流I_OUT可表示如下：

$I_{\mathrm{IN}}=\frac{1}{2}·\frac{1}{X}·H---\left(4\right)$

$I_{\mathrm{OUT}}=\frac{1}{2}·\frac{1}{Y}·H$

此外，以下比例成立：

V_ref∶I_IN＝V_A∶I_OUT

于是，基于式(4)，第一端子A处的电压可表示为：

$V_A=V_{\mathrm{ref}}·\frac{X}{Y}$

而第二端子B处的电压可表示为：

$V_B=V_A·\frac{1}{X}+0·(\frac{1}{Y}-\frac{1}{X})+V_{\mathrm{ref}}·(1-\frac{1}{Y})$

$V_B=V_{\mathrm{ref}}·\frac{X}{Y}·\frac{1}{X}+V_{\mathrm{ref}}·(1-\frac{1}{Y})---\left(5\right)$

V_B＝V_ref

同样在不连续运行模式下，根据以上等式(5)中的最后一个，可推断出： 反馈的降压型DC-DC变换器200进行操作使得：在静止条件下，在低通滤波器 302输入端子B处的电压的值与参考电压V_ref的值相同。

由于第二端子B包含关于输入电流I_IN的信息，因此，通过修正参考电压 V_ref，可以调节该输入电流I_IN。

有利的是，本发明的降压型DC-DC变换器200允许通过仅仅使用一个感测 电阻器204调节和降低输入电流I_IN。该电阻器204同时允许准确检测输入电流 I_IN变化和充电电流I_OUT变化。

所述DC-DC变换器200具有仅需最小数量的无法集成的离散电路部件(特 别而言，仅仅一个感测电阻器)的优势。因此，与已知方案相比，该变换器200 的总体尺寸降低，从而导致特别适合用于便携式电子设备。

此外，所述最小数量的离散电路部件也意味着所述变换器200与已知类型 设备相比的功耗降低。

关于DC-DC变换器的上述实施例，本领域技术人员为了满足可能的需要能 够进行修改、调整以及利用功能等效的元件进行替换，而不脱离所附权利要求 的范围。被描述为属于一可能实施例的每个特征可独立于其它所述实施例实现。