利用二元删除替代信道在AWGN信道条件下将比特交织器适配于LDPC码和调制的方法和装置

摘要

本发明涉及用于平行非均匀信道的代码相关比特交织器。由于给定码表的信道依赖度取决于信道输入与输出之间的互信息，本发明提出通过利用一组替代二元删除信道(BEC)简化关于解码行为的分析。通过替代BEC对实际信道的近似建立在逐比特容量的等值，其代表了均匀分布的二元输入与有效平行AWGN信道的似然比之间的互信息。并且，删除概率的变换在解码门限信噪比周围通过线形差分方程建模，从而得到解码迭代收敛的必要条件并且获得比特交织器配置的有用指导。

说明书

相关申请的交叉引用

本发明要求分别在2008年10月3日和2008年10月21日提交的美国 临时专利申请61/102517和61/196889的优先权，上述两个申请在此一起并 入作为参考。

技术领域

本发明总体上涉及用于平行非均匀信道的(parallel non-uniform  channels)的代码相关比特交织器(code-dependent bit interleaver)。具体而 言，涉及一种利用一组替代二元删除信道(BEC)的代码匹配交织(code  matched interleaving)。

背景技术

有线、卫星和地面网络是将数字广播服务发送至终端消费者的三种主要 介质。与卫星和地面传输不同，有线信道不具有很大的时间和频率选择性。 因此，在有线网络中采用高效频谱(spectrally efficient)调制(即256-QAM 和1024-QAM)以满足带宽消耗型服务(例如HDTV和VoD)的容量要求， 并增强数字视频广播的穿透性。近来，因为设计灵活、解码便利并且在各种 信道类型上具有普遍优秀的纠错性能，在DVB-S2和DVB-T2标准中引入了低 密度奇偶校验(LDPC)码。

出于实施方便性和元件互操作性方面的考虑，DVB-S2中规定的LDPC编 码还被极力推荐再次用于下一代的DVB-C系统。尽管如此，众所周知在二元 制调制(binary modulation)中优化的LDPC码集对于高阶调制并不一定有 效，这是因为调制引起的不等差错保护(unequal error protection)造成的。 对用于无穷码长的多级编码(MLC)的渐进性能(asymptotic performance) 进行了研究，并发现当采用多级解码(MSD)时是最佳的逼近容量(capacity  approaching)策略。但是，MSD策略要求将决策从较低解码级传递至较高解 码级，这将导致较大解码延迟，从而可能无法被高速应用所接受。

通信领域普通技术人员可以理解，交织是用于重排一个序列的顺序以满 足不同目的的过程。对于在时域和频域经受选择性衰落的信道，比特和/或 符号交织与信道编码一起使用以分配误差群(error burst)。另外，比特交 织还被级联码(特别是Turbo码)所采用以对于第二成员编码器 (constituent encoder)加扰信息比特，从而能够产生长随机码。

作为LDPC的结果，产生一种框架(例如密度进化、差分进化和外信息 转移(EXIT)图)以设计和分析码表(code ensemble)的度分布(degree  profile)。在用于解码收敛性的门限SNR方面，在这些框架之后构建的代码 可以逼近Shannon极限，假设块长度为无限，代码结构随机并且解码迭代数 不受约束。但是，从实际实施的角度而言，随机结构通常导致过高的 (prohibitive)编码/解码复杂性和存储器要求。由于此原因，能够在功率效 率(power efficiency)与实施简单性之间取得良好折衷的结构化LDPC码对于 系统设计师是很有吸引力的选择。例如，ETSI用于卫星信道的第二代数字视 频广播标准(DVB-S2)、IEEE802.11n和IEEE802.11e标准采用的差错控制码 都属于结构化LDPC码范畴。

另一方面，最初为卫星通信中的前向差错控制设计的DVB-S2 LDPC码集 合(code family)被DVB-T2(用于地面信道的第二代DVB标准)重新采用， 并且也为DVB-C2(用于有线信道的第二代DVB标准)所强烈推荐。除了出 于系统兼容性的考虑之外，重新使用DVB-S2码的主要原因在于其在各种信 道条件下的普遍优越性能。但是，为了满足有线运营商的更高频谱效率和灵 活产出的要求，在DVB-C2中重新使用DVB-S2码的技术上的挑战在于给定代 码向非常高阶星座(从256-QAM至4096-QAM)的映射。

发明内容

本发明提出利用替代信道法(surrogate channel approach)来简化代码 相关比特交织器的设计。

为了在功率效率与频谱效率之间获得良好折衷并且保持CODEC的简单结 构，本发明提出分别在信道编码器/解码器与调制器/解调制器之间插入比特 交织器/解交织器。

另外，考虑到用于高阶调制(例如256-QAM)的非正则LDPC码和星座 映射器(调制器)，可以利用比特交织器将代码的不等纠错(unequal error  correction)与二元标记(binary labeling)方案固有的非对称逐比特 (bitwise)欧几里得距离间距相匹配。

根据一个实施方式，用于在AWGN信道条件下将比特交织器适配于 LDPC码和调制的方法包括：计算非均匀平行AWGN信道的逐比特容量；用 具有删除概率的一组Q个替代二元删除信道(BEC)近似所述AWGN信道； 确定解码门限SNR是否导致用于比特交织器配置的最低解码门限SNR；并基 于对应于所述确定的最低解码门限SNR的比特交织器配置对所述比特交织器 进行配置。

根据另一个实施方式，用于在AWGN信道条件下将比特交织器适配于 LDPC码和调制的装置包括处理器，所述处理器用于：i)计算非均匀平行 AWGN信道的逐比特容量；ii)用一组替代二元删除信道(BEC)近似所述 AWGN信道；iii)为所述一个或多个比特交织器配置的每一个确定解码门限 SNR。所述处理器还为每个确定的SNR确定删除概率。存储器存储所述一个 或多个确定的解码门限SNR以及对应的比特交织器配置。基于对应于从存储 的一个或多个确定的解码门限SNR选择的最低解码门限SNR的比特交织器配 置由所述处理器配置所述比特交织器。

通过下面结合附图对本发明的示例性实施方式进行详细说明，本发明的 上述和其他方面、特征和优势将变得更为明显。

附图说明

结合附图考虑下面的详细说明更容易理解本发明，其中：

图1a是根据本发明实施方式的用于代码匹配交织的装置的框图；

图1b是根据本发明实施方式的用于代码匹配交织的装置的框图；

图1c是根据本发明实施方式的奇偶校验比特的块交织的图示；

图1d是根据本发明实施方式的交织比特的分级分配的图示；

图1e是本发明的代码匹配交织的通信系统实施的框图；

图1f是图1e中系统的详细框图；

图1g是根据本发明实施方式的用于代码匹配交织的装置的仿真设置；

图2a和图2b是根据本发明实施方式的示例性星座映射器的信道条件的 图示；

图3a是具有预定容量的AWGN信道的框图；

图3b示出了根据本发明实施方式的具有删除概率的二元删除信道 (BEC)；

图4是根据本发明实施方式在替代信道上进行代码匹配交织的方法的流 程图；

图5至图8是两个速率的解码BER的比较以及本发明的装置和方法提供 的节能的图示。

具体实施方式

本发明涉及一种用于在替代信道上进行代码匹配交织的方法和装置。

本说明书解释了本发明的原理。虽然在本说明书中并未描述，但本领域 普通技术人员在本发明的原理和范围之内能够设想出各种实施方式。

本说明书中所采用的示例性和条件性的语言的目的在于帮助阅读者理解 由发明人对现有技术进行改进的本发明的原理和概念，本发明并不局限于这 种特定的实例和条件。

并且，对于本发明原理、方面和实施方式以及特定实例的所有陈述都意 在包括等同的结构和功能。另外，这种等同结构和功能包括当前已知和以后 开发出来的结构和功能、即不论结构如何而用来执行相同功能的任何元件。

因此，例如，本领域普通技术人员可以理解，说明书中的框图表示根据 本发明原理的实施方式的示例性电路的概念性图示。类似地，可以理解，任 何流程图、操作程序图、状态转换图、伪代码等都表示能够有计算机可读介 质表示并因而由计算机或处理器执行的各种过程步骤，这种计算机或处理器 是否明确示出并无关系。

附图中所示各种元件的功能可以与适当的软件联合通过使用专用硬件以 及能够执行软件的硬件来提供。当通过处理器提供时，该功能可以通过单个 专用处理器、单个共享处理器或者多个处理器(某些可以共享)来提供。并 且，术语“处理器”或者“控制器”的明确使用不应当被理解为专指能够执 行软件的硬件，还可以非限制性地包括数字信号处理器(DSP)、用于存储 软件的只读存储器(ROM)、随机访问存储器(RAM)以及非易失性存储 器。

其他普通和/或定制硬件也可以包括进来。类似地，图中所示的任何开 关都是概念性的。其功能可以通过程序逻辑、专用逻辑、程序控制和专用逻 辑的相互作用甚至手动操作来执行，实施者可以根据应用环境选择特定的技 术。

在权利要求中，任何被表达为用于执行特定功能的元件都包括执行该功 能的任何方式，例如：a)执行该功能的电路元件的组合；b)任何形式的软 件，包括固件、微代码等，与适当的电路结合以执行该软件从而执行该功 能。这些权利要求限定的本发明的原理基于的事实是，各个引用的装置所提 供的功能型以权利要求要求的方式结合在一起。因此可以认为任何能够提供 这些功能性的装置都等同于所述装置。

说明书中所提到的本发明原理的“一个实施方式”或“实施方式”表示 特定结合该实施方式描述的特征、结构、要素包括在本发明原理的至少一个 实施方式中。因此，说明书各个地方出现的表述“在一个实施方式中”或 “在实施方式中”不一定指同一实施方式。

本发明提出利用替代信道法来简化代码相关比特交织器的设计。

总体上，对于通过解码器的消息的行为的分析包括两个重要选择。一个 是有效信道的建模(modeling)，另一个是分析工具的选择以跟踪迭代解码 过程。迄今为止，以二元制输入在各种类型的信道下对LDPC码表的性能进 行了研究。理论分析和仿真结果都证明解码门限并不取决于信道类型，而是 取决于有效信道的输入与输出之间的互信息(mutual information)。

另一方面，引入了各种一维高斯近似法(GA)来简化对迭代解码的分 析，这不但减小了密度进化的复杂性，还为理解所述解码算法提供了有用的 基础信息(insight)。但是，由于高斯模型不能确信地捕获从校验节点 (check nodes/CND)传输至变量节点(variable node/VND)的消息的概率分 布(probability distribution)，GA是一种实际但不严密的方法，特别是对于 低码率和中高度的CND。

为了解决这个问题，提出了一种基于高斯模型的随机框架来对于解码过 程的动态特征进行更精确的近似。但是，由于复杂性，很难将此方法扩展至 非均匀信道，例如高阶调制、OFDM产生的平行信道和具有非等差错保护要 求的磁盘信道(disk channel)。

为了避免GA的局限，本发明通过一组替代二元删除信道(BEC)建模所 述非均匀平行信道，并且基于逐比特容量的等值(equivalence)近似所述信 道，该等值代表平行AWGN信道的二元制输入与有效输出之间的互信息。结 果，平均删除概率的进化完全可以通过一组递归方程来表征。另外，在高 SNR状况下(接近于解码门限)，解码器的动态特征可以通过齐次线形差分 方程进一步简化，从中可以得出解码收敛所需条件并随后用于配置比特交织 器。

与无线通信不同，有线信道在高信噪比(SNR)状况下运转并且在信号 传输过程中很少或者不遇到选择性衰落。因此，可以将它们表示为附加白高 斯噪声信道，在这些信道上可以采用高效频谱调制(例如256-QAM和4096- QAM)。为了保证平均传输功率受限条件下的通信可靠性，逼近容量纠错码 (例如LDPC)需要与这些高阶调制联合采用。在不丧失一般性的条件下，假 设调制格式是2^Q阶方形QAM。

由于证明具有最优性，将采用二元反射格雷码(binary reflected gray  code)来标记星座映射器(例如QAM调制器)。在此实施方式中，假设Q 个编码比特聚集在一组并映射至QAM符号x_l，其中l是符号指数。具 体而言，比特C_l，q和C_1，q+Q/2(q＝1，2，..Q/2)分别被用于标记QAM星座的 同相(l)和正交(Q)分支。结果，当采用平行解码时，它们具有相同逐比 特容量。在AWGN信道的输出，第l个接收到的符号由下述公式给出：

其中表示具有双侧频谱密度N₀/2的圆对称、复高斯噪声的采样，并假 设x_l的平均符号能量为E_s。

为了将集中定理(concentration theorem)的应用扩展至由高阶调制产 生的非均匀逐比特子信道，引入增强信道适配器以加强信道对称性。因此， 足以跟踪全零码字的密度进化(DE)以预测整个码本(codebook)的性能。 本领域普通技术人员可以理解，密度进化(DE)在迭代系统的设计和分析中 起到重要作用。具体而言，DE是设计容量逼近LDPC码的实用工具，因为其 能够精确预测码表的渐进性能。基本上，DE需要实施两个不同卷积，一个用 于VND侧，另一个用于CND侧。

图1a和图1b示出了根据本发明实施方式的LDPC编码的比特交织器调 制系统的系统模型的高层框图。如图所示，比特交织器10插入在输入LDPC 码(即编码器)12与调制器14之间。采用此设计，可以更容易识别和确定 解码门限和差错平台(error floor)。如图1b所示，比特交织器可以包括奇 偶校验比特的块交织16和交织比特的分级分配18。图1c示出了奇偶校验比 特的块交织16的实例，图1d示出了部分交织编码比特的分级分配的一个实 例。

图1e示出了根据本发明实施方式的LDPC编码比特交织器调制系统20 的通信系统模块。发射器侧由BCH和LDPC编码器12、比特交织器10和调 制器(星座映射器)14构成。另外，本领域普通技术人员可以理解，处理器 8a和存储器9a可以用于管理和处理本发明所述方法。接收器侧包括解调制 器24、比特解交织器30、LDPC和BCH解码器26以及处理器8b和存储器 9b。在此二元LDPC编码系统中，假设所有编码比特在集合{0，1}上具有均匀 分布。C和Y分别表示信道编码器的输出和AWGN信道的输出。

在图1f所述实施方式中，独立相似分布的(I.I.D)比特发生器32用于 普通BICM(比特交织编码调制)系统模型。结果，输入C(编码比特)与输 出Z(解调制器输出的逐比特LLR)之间的增强信道满足下述公式的对称条 件：

P(Z＝z|C＝0)＝P(Z＝-z|C＝1)    (2)

由于特定标记策略产生的非均匀高斯距离频谱，逐比特差错保护取决于 标记符号串的比特指数。

有鉴于此，由2^Q-ary QAM星座映射器(调制器)14、AWGN信道22 和解调制器24组成的复合信道可以被分解为Q个二元输入AWGN (BIAWGN)子信道。假设子信道q的输入在离散集{0，1}上具有均匀分布， 则其容量等于输入C_l，q与解调制器24的输出处的对数似然比(LLR)Z_l，q之 间的互信息。为了进行说明，以BRGC标记的均匀1024-QAM星座为例。 事实上，如果用于I和Q分支的标记方案相同(根据平均LLR的递减幅值由 I至V进行索引)，在比特级上有(log₂ 1024)/2＝5个不同的子信道。图2a 和图2b分别示出了作为符号SNR函数的逐比特平均LLR(2a)和逐比特容 量(2b)的曲线表示，其中逐比特信道属于对称BIAWGN范畴并且是条件 概率的函数P(Z_l，q|C_l，q)，q＝1，2，...5。从上述曲线表示可以看出，某个逐比特 信道的可靠性正比于其逐比特平均LLR以及逐比特容量。并且，由这两个标 准反映出的可靠性的顺序彼此相一致。

图1g示出了本发明的仿真步骤的框图/流程图。输入和输出进行比较34 并且计算比特误码率。

利用替代信道的比特交织器设计

替代BEC信道

本领域普通技术人员可以理解，如上所述，给定LDPC码表的解码门限 主要取决于有效信道的输入与输出之间的互信息，而不是信道类型本身。出 于此原因，本发明用具有删除概率的Q个二元删除信道(BEC)替换 上述Q个非均匀信道，并且所述替换给予下述公式的等值：

$I(Z_{l,q};C_{l,q})=1-{ϵ}_q^0,q=\mathrm{1,2},···Q,---\left(3\right)$

其中等式左侧的项表示具有均匀输入的(BIAWGN)子信道q的逐比特 容量，等式右侧的项正好是BEC子信道q的容量。

图3a示出了具有二元输入C和连续输出Z的AWGN信道。图3b示出 了具有删除概率1-I(Z；C)的图3a所示AWGN信道的BEC替代信道。从公 式(3)可看出，二元AWGN信道和二元BEC替代信道具有两个信道的输 入与输出之间的相同的互信息。基于采用的替代BEC，对解码行为的研究得 到极大简化，因为对解码轨迹的跟踪被降低为观察每个子信道上的删除概率 的进化。结果，普通密度进化算法的“无限维代数”产生的概率复杂性得以 避免。另外，公式(3)中的BEC替换不需要在后续分析中引入高斯近似， 这是从真正的解码轨迹进行推导的主要原因之一。

实际上，本领域普通技术人员可以理解，公式(3)中的替换不限于包 含星座映射器(例如调制器)、AWGN信道和解调器的复合信道，因为其可 以被概括为具有非均匀差错校正性能的无记忆平行信道的任何集合。实例包 括OFDM系统中的频率选择性子信道和对于抗差错具有不等需求的全息存储 (VHM)系统。

用于LDPC编码调制的比特交织

表1示出了用于DVB-S2标准中设定的11个LDPC码的VND和CND度分 布的实例，其中码率从1/4至9/10。为了简化码表的描述，VND度类型可以 被减少至3个，因为只有一个度-1VND。另外，可以假设CND正则性，因为 只有一个CND的度与其对应方不同。众所周知，这种小扰动对于对应的码表 的影响可以忽略。但是，这种简化极大地降低了本发明的比特交织器的设计 复杂性。

表1

根据本发明的一个实施方式，假设二元LDPC码的边集(edge- perspective)变量节点(VND)和校验节点(CND)度分布分别由下述公式给 出：

$\lambda \left(x\right)=\underset{i=1}{\overset{d_v}{\Sigma }}{\lambda }_i{x}^{i-1},---\left(4\right)$

和

$\rho \left(x\right)=\underset{j=1}{\overset{d_v}{\Sigma }}{\rho }_j{x}^{j-1},---\left(5\right)$

其中{λ_i}和{ρ_j}指定连接至度-i VND和度-j CND的边的比例。

本发明的比特交织器的主要功能是将L个编码比特全部划分至大小为 L/Q的Q个子集中，然后将其分配至第q(q＝1，2，...Q)个BEC信道。为 了便于说明，长度L代码下文中称为“母代码”，并且其Q个子集的每一个 被称为“子代码”。子代码q的所有编码比特将被分配给由q索引的替代 BEC。由于Q个子代码共用相同的CND奇偶约束，它们将通过比特交织器的 连接彼此交互。因此，它们与针对非均匀平行信道开发的多极代码不同。

考虑到LDPC码的节点/边集度分布，平均删除概率变成子信道删除概率 的凸组合(convex combination)，并且权重由比特交织器的型(profile)确 定。因此，比特交织器设计的目的归结为其度分布的约束优化(受母节点的 VND和CND度分布的限制)，从而解码门限SNR(假设利用消息传递算法) 最小化。

虽然Q个子集的基数相同，但它们的VND度分布可能具有不同形式。 假设属于第q个BEC子信道的边的数量由E_q给出并且母代码的边的总数和为 E，则分配给第q个子代码边的比例由下面的公式给出：

$w_q=\frac{E_q}{E}.---\left(6\right)$

根据公式(4)中定义，用于第q个子代码的边集VDN度分布变成：

${\lambda }_q\left(x\right)=\underset{i=1}{\overset{d_v}{\Sigma }}{\lambda }_q{x}^{i-1},---\left(7\right)$

其中λ_q，j表示属于度i的VND并且分配给BEC信道q的边的比例， 并且for q＝1，2，...Q.，则

$\lambda \left(x\right)=\underset{q=1}{\overset{Q}{\Sigma }}{w}_q{\lambda }_q\left(x\right).---\left(8\right)$

根据LDPC码表的度分布的定义，比特交织器表(bit interleaver  ensemble)的配置(Λ)可以通过Q个边集度序列唯一 确定。假设在平行BEC信道上的解码过程是遍历性的，则密度进化(DE) 降低至关于平均删除概率的一维递归，即

${ϵ}_q^l={ϵ}_q^0{\lambda }_q\left({\alpha }^l\right),---\left(9a\right)$

α^l＝1-ρ(1-β^l-1)    (9b)

${\beta }^{l-1}=\underset{q=1}{\overset{Q}{\Sigma }}{w}_q{ϵ}_q^{l-1},---\left(9c\right)$

其中上标l和下标q分别代表迭代指数和BEC子信道号，ε指单个BEC 子信道的输出处的删除概率，α和β分别表示CND和VND的输出处的平均 删除概率。最后，由公式(6)限定的子信道q的边比例可以重写为Λ的函 数：

$w_q=\frac{\frac{1}{{\Sigma }_i({\lambda }_{q,i}/i)}}{{\Sigma }_{q=1}^Q\frac{1}{({\Sigma }_i{\lambda }_{q,i}/i)}},q=\mathrm{1,2},···Q.---\left(10\right)$

通过将公式9(a)-9(c)与公式(10)结合，可以看出解码轨迹由比 特交织器表的度分布Λ确定。求关于的偏导数得出：

$\frac{\partial {ϵ}_q^l}{\partial {ϵ}_k^{l-1}}={ϵ}_q^0{w}_k\frac{\partial {\lambda }_q\left(u\right)}{\partial u}\frac{\partial \rho \left(r\right)}{\partial r},---\left(11\right)$

其中u＝1-ρ(r)并且当SNR接近解码门限时，得出：

$\underset{{ϵ}_k^{l-1}\to 0}{\lim }r=1,---\left(12a\right)$

$\underset{{ϵ}_k^{l-1}\to 0}{\lim }u=0,---\left(12b\right)$

$\underset{u\to 0}{\lim }{\lambda }_q^{\prime }\left(u\right)={\lambda }_{q,2},---\left(12c\right)$

$\underset{r\to 1}{\lim }{\rho }^{\prime }\left(r\right)=\underset{j=2}{\overset{d_c}{\Sigma }}(j-1){\rho }_j.---\left(12d\right)$

采用泰勒级数，公式(11)可以围绕附近扩展。通过保持一阶项 并考虑(12c)和(12d)中的极限值，得出：

${ϵ}_q^l={ϵ}_q^0{\rho }^{\prime }\left(1\right){\lambda }_{q,2}\underset{k=1}{\overset{Q}{\Sigma }}{w}_k{ϵ}_k^{l-1},l>\mathrm{0,1}\le q\le Q.---\left(13\right)$

将收集到列矢量中，其中上标T表示转置 (transpose)，并引入常数矩阵Ψ，其(q，k)-输入由下述公式确定：

${\eta }_{q,k}={ϵ}_q^0{\rho }^{\prime }\left(1\right){\lambda }_{q,2}{w}_k,1\le q,k\le Q.---\left(14\right)$

消息传递解码器在解码门限SNR周围的动态特征可以通过一阶线形差分 公式来近似：

Θ^l＝ΨΘ^l-1.    (15)

在不丧失普遍性的条件下，假设Ψ可以对角化并且其特征值的幅度可以 降序排列为|τ₁|≥|τ₂|≥...≥|τ_Q|。迭代解码收敛的必要条件为：

|τ₁|＜1         (16)

总而言之，当给定LDPC码在Q个非均匀信道上传输并且通过消息传递 算法解码时，其性能将取决于插入在编码器和信道之间的比特交织器的度分 布Λ。具体而言，解码门限SNRγ是Λ的函数并且相关性可以表示为γ(Λ)。 通过结合公式(4)、(7)、(10)和(16)中的约束条件，代码相关比特 交织器的配置可以表述为下面的约束(10)优化问题的方案：

min_Λ γ(Λ)                   (17a)

当|τ₁|＜1；                   (17b)

${\Sigma }_{q=1}^Q{w}_q{\lambda }_{q,i}={\lambda }_i,1\le i\le d_v;---\left(17c\right)$

${\Sigma }_{i=1}^{d_v}{\lambda }_{q,i}=\mathrm{1,1}\le q\le Q;---\left(17d\right)$

$w_q=\frac{\frac{1}{{\Sigma }_i({\lambda }_{q,i}/i)}}{{\Sigma }_{q=1}^Q\left(\frac{1}{{\Sigma }_i{\lambda }_{q,i}/i}\right)},1\le q\le Q;---\left(17e\right)$

λ_q，i≥0，1≤q≤Q，1≤i≤d_v   (17f)

其中是母代码的边集VND度分布。

图4是根据本发明实施方式的在AWGN信道条件下将比特交织器适配于 LDPC码和调制的方法40的高层流程图。如上所述，对于包括调制器、解调 制器和具有初始SNR的AWGN信道的复合信道以及对于由Λ确定的给定比特 交织器配置，首先计算等效的Q个平行BIAWGN信道的容量(42)。计算出 结果后，基于计算出的容量的等值通过Q个替代二元删除信道(BEC)来建 模44(近似)Q个BIAWGN信道以获得初始删除概率(参见上述公式3)。 然后进行迭代密度进化的确定(46a)以判断删除概率是否收敛于零(0) (参见上述公式9a-9c)：(I)如果是，以给定的步长减小SNR(47)。本 领域普通技术人员可以理解，所述给定的步长例如可以基于需要的分辨率， 例如0.1db。

然后确定初始删除概率(48)并采用密度进化确定删除概率对于0的收 敛性(46b)。如果步骤46b的结果是“是”，再次减小SNR(47)并重复 该过程。如果步骤46b的结果是“否”，将前一个SNR确定为用于给定比特 交织器配置Λ的门限SNR(50)并存储(58)。(II)如果在步骤46a中删除 概率并未收敛于0，以给定的步长增加SNR(47)，并且重复上述过程以确 定增加的SNR的删除概率(54)，并且采用密度进化确定删除概率是否收敛 于0(46c)。如果在步骤46c中删除概率收敛于0，将该SNR确定为用于给 定比特交织器配置Λ的解码门限SNR(56)并存储(58)。当在步骤46c中 删除概率未收敛于0时，再次增加SNR(52)并且如上所述重复上述过程。 本领域普通技术人员可以理解，根据本发明的原理，可以采用多种方式来确 定对于给定比特交织器配置的门限SNR。一旦对于给定或初始比特交织器配 置执行完内循环，改变所述比特交织器配置Λ(60)并再次执行该过程。在 此过程的某点并例如根据时间限制和/或精度要求，选择比特交织器配置并 根据所选配置对所述比特交织器进行配置(62)。

本领域普通技术人员可以理解，为了获得或得到最小门限SNR，必须改 变比特交织器配置Λ。在此方面，发现找到正确的Λ以产生最低解码门限 SNR可能是困难的并且需要试验很多采样。就这点而论，当停止点(62)是 主观的并且由用户/设计者设置时还有替代实施方式。这可以称为停止试验 并且采用此点获得的最佳或最低解码门限SNR的强力方法。例如，一个强力 方法的实例可以是简单地对于解码门限SNR的试验设置时间限制。

一旦确定或选择了最小或最低门限SNR(62)，则根据对应的比特交织 器配置Λ对比特交织器进行配置。配置之后，可以对代码进行比特交织。

为了验证提出的用于比特交织器的设计方法的效果，利用DVB-S2/T2标 准中设定的短块长(L＝16200)LDPC码作为比特交织器的母代码并考虑BRGC 标记的方形1024-QAM和4096-QAM星座，它们都被用于下一代有线信道。

与本发明的分析研究结果不同，在DVB-S2中使用了基于“CND冲突” 避免的ad hoc比特交织法，DVB-C2也推荐使用该方法，其中术语“CND冲 突”指有两个以上的比特映射至相同符号并且由相同奇偶方程校验的情况。 通常而言，很难绝对避免CND冲突并且对于任何可行实现的强力搜索涉及计 算量很大的组合编程(combinatorial programming)问题。然而，通过利用 DVB-S2码中伪循环结构中的正则性，发明人提出能够避免出现对于码率子集 的CND冲突的方法。

但是，发明人意识到，CND冲突的出现并非一定是坏事，特别是在高度 VND通过共用CND连接至低度VND时。这是因为高度VND通常携带较高可 靠性的LLR消息，这能帮助低度VND获得较快解码收敛。因此，在本发明的 设计和仿真中，忽略了CND冲突的发生，并且只是简单地将编码比特按照其 自然顺序并根据Λ确定的最优化的度分布分配至星座映射器。

在本发明中，考虑了蒙特卡罗仿真结果并且利用“非交织”(连续比特 分组并映射至星座映射器)作为公共参照。对于每种类型的交织/非交织， 当检测到50个帧差错时终止仿真试验。两个码率(11/15和7/9)和两个调 制形式(4096-和1024-QAM)的信息比特的解码BER的比较示于图5至图 8。从这些曲线可以看出，利用替代BEC信道设计的比特交织器相对于寻求 避免CND冲突的交织器可以获得很大的功率节省(0.4-0.6dB的增益)。另 外，两种方法的性能都优于不采用比特交织的情况，这证明专用比特交织器 在通过非均匀信道传输非正则LDPC码的情况下对于获得频谱效率和功率效 率之间的折衷是必须的。

基于上述说明，本领域普通技术人员可以理解本发明的其他特征和优 势。可以理解，本发明的原理可以通过各种形式的硬件、软件、固件、专用 处理器及其组合来实现。

最优选地，本发明的原理可以作为硬件和软件的组合来实现。并且，软 件可以作为嵌入在程序存储单元上地应用程序来实现。应用程序可以被上载 至包含任何适当集结构的机器并由其执行。优选地，该机器在具有硬件的计 算极平台上执行，所述硬件例如是一个或多个中央处理器(CPU)、随机访 问存储器(RAM)、输入输出(I/O)接口。计算机平台还可以包括操作系统 和微指令代码。本文所述各种处理和功能可以是能够由CPU处理的微指令代 码的一部分或应用程序的一部分，或者它们的组合。另外，各种外围设备可 以连接至计算机平台，例如附加数据存储单元和打印单元。

可以进一步理解的是，因为附图中描述的某些系统构成部件和方法优选 由软件实现，系统元件或者处理功能框之间的实际连接根据本发明的原理被 编程的方式可能存在不同之处。基于本发明的原理，本领域普通技术人员可 以设想到用来实现本发明原理的上述和其他方式或结构。

虽然结合目前优选实施例对本发明进行了说明，但是可以理解本发明并 不局限于公开的实施例。而且，在本发明的原理和范围之内，可以对本发明 进行修改以引入本说明书未说明的任何变化、改变、替换或者等同设置。因 此，本发明不应被视为由上述说明来限制，而是由所附权利要求的范围来限 定。