宽输入带曲率补偿的带隙基准电压源

摘要

本发明公开了一种宽输入带曲率温度补偿的带隙基准电压源，主要解决现有技术电源抑制比低、温度稳定性差的问题。它包括预偏置电路(1)，正负温度系数电流产生电路(3)，电压/电流转换电路(4)和基准电压产生电路(5)。预偏置电路(1)输出电压V

说明书

技术领域

本发明属于微电子学领域，涉及集成电路的电压基准电路，具体涉及一种宽输入带曲率温度补偿的带隙基准电压源。 

背景技术

基准电压源，是许多模拟电路和数模混合集成电路中必不可少的单元，电路系统的正常工作及稳定的性能都离不开独立于温度和电源变化的稳定的基准电压。随着电路系统复杂程度的增加及芯片功能的增强，对基准电压源的某些性能指标的要求也随之提高。在某些集成电路芯片中常要求输入电源电压范围从几伏到几十伏的变化，如将直流电转换为交流电的功率MOSFET、IGBT驱动芯片，用于提高电力利用率的功率因数校正芯片以及充电器、适配器中恒压恒流控制芯片。 

目前公认的电压基准技术为带隙电压基准。传统带隙基准电压源的设计原理是根据硅材料的带隙电压与电源和温度无关的特性，通过将两个具有相反温度系数的电压进行线性组合来得到零温度系数，其中负温度系数电压是由双极型晶体管的BE结产生，正温度系数是由两个工作在不同电流密度下的双极型晶体管的BE结电压的差值ΔV_BE产生。一方面，由于工艺和电路结构的限制，传统带隙基准电压源的输入范围通常较窄。另一方面，由于ΔVBE随温度的变化是线性的而VBE随温度的变化是非线性的，传统的一阶温度补偿存在误差。2008年中国专利申请200810231711.4提出了一种“宽输入CMOS带隙基准电路结构”，该带隙基准电路结构由高压MOS管构成的自偏置电流镜，扩展了输入电源电压的范围，但此自偏置电流镜的电源抑制比较差，电源上的噪声将影响基准输出电压。同时，相对低压MOS管而言，这种高压MOS管为达到耐压高的要求，不仅工艺制程较为复杂，而且输出基准电压精度较差。 

发明内容

本发明的目的在于避免上述现有技术的不足，提供一种宽输入带曲率温度补偿的带隙基准电压源，以提高基准的电源抑制比和温度稳定性，从而提升基准电压的精度，满足集成电路发展的要求。 

实现本发明的技术关键是设计了一种预偏置电路，在保证了宽输入的同时提高了基准的电源抑制比，并且设计了一种曲率温度补偿电路，以抵消工作在线性区的BJT管V_BE随温度变化的非线性特性，提高基准的温度稳定性。 

为实现上述目的，本发明包括： 

预偏置电路，用于为曲率温度补偿电路提供偏置电压V_BIAS和偏置电流I_BIAS； 

曲率温度补偿电路，用于产生具有曲率温度补偿的基准输出电压V_REF。 

上述的宽输入带曲率温度补偿的带隙基准电压源，其中所述的预偏置电路，包括六个高压PMOS管HM1～HM6、两个高压NMOS管HM7～HM8、两个稳压电容C1～C2、四个NPN管Q1～Q4、电阻R1和齐纳二极管ZD1；该六个高压PMOS管HM1～HM6与两个高压NMOS管HM7～HM8构成带源极负反馈的自偏置电流镜，高压PMOS管HM1的跨导大于HM3的跨导，使所述的预偏置电路能从启动状态过渡到正常工作状态；电阻R1跨接在第一高压NMOS管HM7的漏极和源极，它与第一NPN管Q1和第二NPN管Q2构成启动电路，使电路摆脱简并点；两个稳压电容C1～C2分别连接在两个高压NMOS管HM7～HM8的栅极与地之间，使栅极电压稳定；齐纳二极管ZD1与第三NPN管Q3、第四NPN管Q4构成稳压电路，该Q4的发射极输出偏置电压信号V_BIAS到曲率温度补偿电路。 

上述的带隙基准电压源，其中所述的曲率温度补偿电路，包括正负温度系数电流产生电路、电压/电流转换电路和基准电压产生电路，该正负温度系数电流产生电路产生的正、负温度系数电流I₁、I₂和双极型晶体管BE结电压V_BE，分别输出到基准电压产生电路和电压/电流转换电路；该电压/电流转换电路，将双极型晶体管BE结电压V_BE转化为电流I₃，并输出到基准电压产生电路，通过基准电压产生电路，产生基准电压V_REF。 

上述的曲率温度补偿电路，其中所述的正负温度系数电流产生电路，包括十二个低压PMOS管M1～M8和M11～M14、六个双极型晶体管Q5～Q10及两个电阻R2～R3；第五NPN管Q5的集电极与预偏置电路输出的偏置电流I_BIAS连接，获得直流偏置；第五NPN管Q5与第六NPN管Q6的发射极面积之比为8∶1，第七NPN管Q7与第八NPN管Q8的发射极面积之比为1∶8，第五NPN管Q5、第六NPN管Q6、第七NPN管Q7和第八NPN管Q8构成跨导线性电路，该跨导线性电路与电阻R2产生正温度系数电流I₁；第五NPN管Q5的基极与NPN管Q10的基极连接，为所 述的Q10提供电压偏置，该Q10与电阻R3连接产生负温度系数电流I₂；低压PMOS管M1～M4构成第一共源共栅电流镜，低压PMOS管M5～M8构成第二共源共栅电流镜，低压PMOS管M4的漏极分别与低压PMOS管M6、PNP管Q9的发射极连接，第一和第二共源共栅电流镜构成电流加法电路，用于对正温度系数电流I₁和负温度系数电流I₂进行相加，为第九PNP管Q9提供直流偏置，该Q9的BE结产生的电压V_BE输出到电压/电流转换电路；低压PMOS管M7、M8、M11和M12构成第三共源共栅电流镜，并由低压PMOS管M12的漏极输出负温度系数电流I₂到基准电压产生电路；低压PMOS管M1、M2、M13和M14构成第四共源共栅电流镜，并由低压PMOS管M14的漏极输出正温度系数电流I₁到基准电压产生电路。 

上述的曲率温度补偿电路，其中所述的电压/电流转换电路，包括运算跨导放大器OTA、两个低压PMOS管M9～M10及电阻R4；运算跨导放大器OTA的正相输入端、反相输入端和输出端分别接电阻R4、正负温度系数电流产生电路产生的电压V_BE，和低压PMOS管M9的栅极，运算放大器OTA、低压PMOS管M9和电阻R4构成电流串联负反馈电路，用于把电压V_BE转化为电流I₃；低压PMOS管M9和M10构成第一电流镜电路，用于把电流I₃输出到基准电压产生电路。 

上述的曲率温度补偿电路，其中所述的基准电压产生电路，包括两个低压NMOS管M15～M16及两个电阻R5～R6；低压NMOS管M15与M16构成第二电流镜电路，用于把正负温度系数电流产生电路产生的电流I₂与电压/电流转换电路产生电流I₃进行相减，相减后的电流通过电阻R5和R6产生负温度系数电压V₁；电阻R6通过正负温度系数电流产生电路产生的电流I₁，产生正温度系数电压V₂；电阻R5和R6的两端电压之和构成基准电压V_REF，即V_REF＝V₁+V₂。 

上述的预偏置电路，高压PMOS管HM1的跨导大于HM3的跨导。 

上述正负温度系数电流产生电路，第五NPN管Q5与第六NPN管Q6的发射极面积之比为8∶1，第七NPN管Q7与第八NPN管Q8的发射极面积之比为1∶8。 

本发明的优点是： 

(1)本发明通过在带隙基准电路中增加了预偏置电路，与传统带隙基准比较扩展了输入电源电压的范围。 

(2)本发明与其它宽输入带隙基准比较，由于采用带源极负反馈的自偏置电流镜和共源共栅电流镜，有效地提高了电源抑制比。 

(3)本发明由于设计了一种V_BE线性化的曲率温度补偿电路，与传统一阶温度补偿比较此方法减小了带隙基准的温度系数，提高了温度稳定性。 

仿真结果表明，本发明所提供的宽输入带曲率温度补偿的带隙基准电压源，在保证基准宽电源电压范围的同时提高了带隙基准的电源抑制比和温度稳定性，因而提高了带隙基准的精度。 

附图说明

图1为本发明提供的宽输入带曲率温度补偿的带隙基准电压源的框图； 

图2为本发明提供的宽输入带曲率温度补偿的带隙基准电压源的电路原理图； 

图3为本发明的输出基准电压随电源电压变化的仿真曲线图； 

图4为本发明输出基准电压的温度特性仿真曲线图； 

图5为本发明输出基准电压的电源抑制比特性仿真曲线图。 

具体实施方式

以下参照附图对本发明作进一步详细描述。 

参照图1，本发明包括预偏置电路1，曲率温度补偿电路2。其中：曲率温度补偿电路2主要由正负温度系数电流产生电路3、电压/电流转换电路4和基准电压产生电路5组成。正负温度系数电流产生电路3包括一路电压输入端、一路电流输入端、一路电压输出端V_BE和两个电流输出端I₁、I₂；电压/电流转换电路4包括两个电压输入端和一路电流输出端I₃；基准电压产生电路5包括一路电压输入端、三路电流输入端和一路电压输出端V_REF。正负温度系数电流产生电路3的电压输入端和电流输入端分别与预偏置电路1的输出电压V_BIAS和输出电流I_BIAS连接，它的一路电压输出V_BE与电压/电流转换电路4的电压输入端连接，另两路电流输出I₁、I₂与基准电压产生电路5的两路电流输入端连接；电压/电流转换电路4的另一路电压输入端与预偏置电路1的输出电压V_BIAS连接，它的电流输出I₃与基准电压产生电路5的电流输入端连接；基准电压产生电路5的电压输入端与预偏置电路1的电压输出V_BIAS连接，输出电压V_REF。 

预偏置电路1为正负温度系数电流产生电路3、电压/电流转换电路4和基准电压产生电路5提供偏置电压V_BIAS，同时为正负温度系数电流产生电路3提供偏置电流I_BIAS；正负温度系数电流产生电路3产生的电压V_BE，通过电压/电流转换电路4 转化为电流I₃输出到基准电压产生电路5，同时将其产生的正、负温度系数电流I₁、I₂直接输出到基准电压产生电路5；基准电压产生电路5输出基准电压V_REF。 

参照图2，本发明各单元电路的结构及原理描述如下： 

预偏置电路1，包括但不限于六个高压PMOS管HM1～HM6、两个高压NMOS管HM7～HM8、两个稳压电容C1～C2、四个NPN管Q1～Q4、电阻R1和齐纳二极管ZD1；该六个高压PMOS管HM1～HM6与两个高压NMOS管HM7～HM8构成带源极负反馈的自偏置电流镜，高压PMOS管HM1的跨导大于HM3的跨导，使所述的预偏置电路能从启动状态过渡到正常工作状态；高压NMOS管HM7的源极分别与电阻R1、两个NPN管Q1、Q3的集电极和发射极连接，高压PMOS管HM6的漏极输出偏置电流信号I_BIAS到正负温度系数电流产生电路3；电阻R1跨接在高压NMOS管HM7的漏极和源极，它与串联的NPN管Q1和NPN管Q2构成启动电路，使电路摆脱简并点；两个稳压电容C1～C2分别连接在两个高压NMOS管HM7～HM8的栅极与地之间，使栅极电压稳定；齐纳二极管ZD1的正极和负端分别与地和NPN管Q2的发射极连接，与串联的NPN管Q3、NPN管Q4构成稳压电路，该Q4的发射极输出偏置电压信号V_BIAS到正负温度系数电流产生电路3、电压/电流转换电路4和基准电压产生电路5。 

正负温度系数电流产生电路3，包括但不限于十二个低压PMOS管M1～M8和M11～M14、六个双极型晶体管Q5～Q10及两个电阻R2～R3；第五NPN管Q5的集电极、基极和发射极分别与预偏置电路输出的偏置电流I_BIAS和NPN管Q5、Q7的集电极连接；第六NPN管Q6的集电极和发射极分别与低压PMOS管M2的漏极和NPN管Q8的集电极连接；第七NPN管Q7的基极和发射极分别与NPN管Q6的发射极和地连接；第八NPN管Q8的基极和发射极分别与NPN管Q5的发射极和电阻R2连接；第五NPN管Q5与第六NPN管Q6的发射极面积之比为8∶1，第七NPN管Q7与第八NPN管Q8的发射极面积之比为1∶8，NPN管QS～Q8构成跨导线性电路，该跨导线性电路与电阻R2产生正温度系数电流I₁；第五NPN管Q5的基极与NPN管Q10的基极连接，为第九NPN管Q10提供电压偏置，该Q10与电阻R3连接产生负温度系数电流I₂；第一至第四低压PMOS管M1～M4构成第一共源共栅电流镜，第五至第八低压PMOS管M5～M8构成第二共源共栅电流镜，该第一和第二共源共栅电流镜构成电流加法电路，用于对正温度系数电流I₁和负温度系数电流I₂ 进行相加，为第九PNP管Q9提供直流偏置；第四低压PMOS管M4的漏极分别与低第六低压PMOS管M6和PNP管Q9的发射极连接，该Q9的BE结产生的电压V_BE输出到电压/电流转换电路4；第七、第八、第十一和第十二低压PMOS管M7、M8、M11和M12构成第三共源共栅电流镜，用于输出负温度系数电流I₂到基准电压产生电路5；第一、第二、第十三和第十四低压PMOS管M1、M2、M13和M14构成第四共源共栅电流镜，用于输出正温度系数电流I₁到基准电压产生电路5。 

所述的正温度系数电流I₁的值为：$I_1=\frac{V_{\mathrm{BE}6}+V_{\mathrm{BE}7}-V_{\mathrm{BE}5}-V_{\mathrm{BE}8}}{R_2}=\frac{2V_T\ln 8}{R_2};$

所述的负温度系数电流I₂的值为：$I_2=\frac{V_{\mathrm{BE}6}+V_{\mathrm{BE}7}-V_{\mathrm{BE}10}}{R_3}\approx \frac{V_{\mathrm{BE}6}}{R_3};$

其中电压V_BE5、V_BE6、V_BE7、V_BE8和V_BE10分别为第五、第六、第七、第八和第九NPN管Q5、Q6、Q7、Q8和Q10的BE结电压，V_T为热电压，通过选择电阻R2和R3的阻值之比，可实现流过PNP管Q9的电流关于温度的一阶补偿。 

所述的电压V_BE的值为：$V_{\mathrm{BE}}=V_{G0}-(V_{G0}-V_{\mathrm{BE}0})\left(\frac{T}{T_0}\right)-(\eta -\alpha )V_T\ln \left(\frac{T}{T_0}\right),$其中V_G0是硅的带隙电压，T是绝对温度，T₀为25℃对应的绝对温度，V_BE0是温度T₀时的BE结电压，η是依赖于BJT管结构的常数，α是取决于双极型晶体管发射极电流温度特性的常数。此时流过PNP管Q9的电流近似与温度无关，则α＝1。 

电压/电流转换电路4，包括但不限于运算跨导放大器OTA、两个低压PMOS管M9～M10及电阻R4；运算跨导放大器OTA的正相输入端、反相输入端和输出端分别接电阻R4、正负温度系数电流产生电路产生的电压V_BE和第九低压PMOS管M9的栅极；运算放大器OTA、第九低压PMOS管M9和电阻R4构成电流串联负反馈电路，用于把电压V_BE转化为电流： 第九和第十低压PMOS管M9和M10构成第一电流镜，用于把电流I₃输出到基准电压产生电路5。 

基准电压产生电路5，包括但不限于两个低压NMOS管M15～M16及两个电阻R5～R6；NMOS管M15与M16构成第二电流镜，用于把正负温度系数电流产生电路产生的电流I₂与电压/电流转换电路产生电流I₃进行相减，相减后的电流通过电阻R5和R6产生负温度系数电压V₁；电阻R6通过正负温度系数电流产生电路产生的电流I₁，产生正温度系数电压V₂；电阻R5和R6的两端电压之和构成基准电压V_REF， 即V_REF＝V₁+V₂。 

所述的正温度系数电压V₁的值为：V₁＝(I₂-I₃)(R₅+R₆)； 

所述的负温度系数电压V₂的值为：V₂＝I₁R₆； 

通过设置电阻R2～R6的尺寸，可获得零温度系数的基准电压，其值为： $V_{\mathrm{BEF}}=(\frac{1}{R_3}-\frac{1}{R_4})(R_5+R_6)V_{G0}.$

本发明的效果可通过以下仿真进一步说明： 

1)仿真条件 

利用Cadence电路设计和仿真软件对本发明提出的宽输入带曲率温度补偿的带隙基准电压源进行了仿真。仿真1的条件为电源电压从0V变化到40V；仿真2的条件为电源电压为30V，温度从-40℃变化到125℃；仿真3的条件为电源电压为30V，温度为-40℃、25℃、125℃。 

2)仿真内容与结果 

仿真1，对基准电压随电源电压的变化进行仿真，仿真结果如图3。图3表明：电源电压在7.2V～40V变化时，基准电压仅变化5.21mV，用基准电压的变化除以电源电压的变化得到基准电压的线性调整率为159uV/V，可见基准电压受电源电压变化的影响小。 

仿真2，对基准电压的温度特性进行仿真，仿真结果如图4。图4表明：温度在-40℃～125℃变化时基准电压的温度系数仅为3.5ppm/℃，可见基准电压温度稳定性好。 

仿真3对基准电压的电源抑制比特性进行仿真，仿真结果如图5。图5表明：-40℃、25℃、125℃时基准电压的低频电源抑制比分别为-96dB、-94dB、-83dB，可见基准电压的电源抑制比高。 

以上仅是本发明的一个最佳实例，不构成对本发明的任何限制，显然在本发明的构思下，可以对其电路进行不同的变更与改进，但这些均在本发明的保护之列。