采用T型电容网络反馈结构的CMOS生理信号放大器

摘要

一种采用T型电容网络反馈结构的CMOS生理信号放大器，包括了反相输入耦合电容和正相输入耦合电容、反馈网络、运算放大器、平衡网络以及输出电容CL，其中：所述运算放大器的反相输入端连接反相输入耦合电容，该放大器的正相输入端连接正相输入耦合电容；所述反馈网络的输入端与运算放大器的反相输入端连接，该反馈网络的输出端与运算放大器的输出端连接；所述输出电容与运算放大器的输出端连接；所述平衡网络的输入端与运算放大器的正相输入端连接。

说明书

技术领域

本发明涉及集成生理信号放大器技术领域，特别涉及一种采用T型电容网络反馈结构的CMOS生理信号放大器。

背景技术

随着社会信息化进程的不断加快，和人们对生命健康的日趋重视，医疗仪器与生物医学设备的发展呈现出家用化、小型化、微型化的趋势，而用于放大或采集心电、脑电、肌电、神经电等低频动态生理信号的专用集成电路更成为其中一个热点方向。

目前，以CMOS工艺实现的全集成生理信号放大器多采用交流反馈-单电容反馈结构，出于降低噪声和提高增益等因素的考虑，通常设置较高的输入耦合电容值和较大的运算跨导放大器的输入晶体管面积，从而造成此类放大器的集成度较差，且输入阻抗相对较低，易发生“加载效应”。

另一方面，这类传统的集成生理信号放大器的增益由输入电容和反馈电容的比值决定，为使放大器获得较高的电压增益，通常要选取较高的输入-反馈电容比，这将使电压增益容易受到工艺偏差以及其它因素的影响，从而使放大器在大规模生产加工和使用的增益一致性变差。

因此，本发明采用T型电容网络反馈结构代替单电容反馈结构，并采用中低值片上电容作为输入单元，可在较小的输入-反馈电容比条件下取得较高的闭环电压增益。同时通过对输入电容值和运算跨导放大器输入对管尺寸的协同设计，优化放大器的整体噪声特性。本发明能够在不降低增益和噪声性能的前提下，降低传统单电容反馈式集成生理信号放大器的芯片面积(即提高集成度)，并具有输入阻抗较高，增益一致性较好等特点，有望应用于高密度、高通量的生理信号采集领域。

发明内容

本发明的目的在于，提出了一种采用T型电容网络反馈结构的CMOS生理信号放大器结构，其是在不降低噪声性能的前提下，解决传统的交流反馈-单电容反馈结构CMOS生理信号放大器芯片面积较大、输入阻抗较低以及增益稳定性较差的问题。

为达到上述目的，本发明公开了一种采用T型电容网络反馈结构的CMOS生理信号放大器，包括了反相输入耦合电容和正相输入耦合电容、反馈网络、运算放大器、平衡网络以及输出电容，其中：

所述运算放大器的反相输入端连接反相输入耦合电容，该放大器的正相输入端连接正相输入耦合电容；

所述反馈网络的输入端与运算放大器的反相输入端连接，该反馈网络的输出端与运算放大器的输出端连接；

所述输出电容与运算放大器的输出端连接；

所述平衡网络的输入端与运算放大器的正相输入端连接。

其中所述的反馈网络包括：

一第一晶体管和一第二晶体管，该第一晶体管和第二晶体管的漏极相连接，该第一晶体管和第二晶体管各自的源极与衬底相连接，该第一晶体管和第二晶体管的栅极相连接；

一第一电容、一第二电容和一第三电容，该第一电容与第二电容串联在运算放大器的反相输入端和输出端之间，该第三电容串接在第一电容和第二电容之间并接地。

其中所述的平衡网络包括：

一第三晶体管和一第四晶体管，该第三晶体管和第四晶体管的漏极相连接，该第三晶体管和第四晶体管各自的源极与衬底相连接，该第三晶体管和第四晶体管的栅极相连接；

一第四电容、一第五电容和一第六电容，该第四电容与第五电容串联在运算放大器的正相输入端和地之间，该第六电容串接在第四电容和第五电容之间并接地。

其中所述的运算放大器为运算跨导放大器。

其中该T型电容网络反馈结构的CMOS生理信号放大器具有带通频率特性，通带的低频截止频率不高于1Hz，高频截止频率不低于5KHz。

本发明采用T型电容网络反馈结构代替单电容反馈结构，并采用中低值片上电容作为输入单元，可在较小的输入-反馈电容比条件下取得较高的闭环电压增益。同时通过对输入电容值和运算跨导放大器输入对管尺寸的协同设计，优化放大器的整体噪声特性。本发明能够在不降低增益和噪声性能的前提下，降低传统单电容反馈式集成生理信号放大器的芯片面积(即提高集成度)，并具有较高的输入阻抗和较好的增益一致性，有望应用于高密度、高通量的生理信号采集领域。

附图说明

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明白，以下结合具体实施例，并参照附图，对本发明进一步详细说明，其中：

图1采用T型电容网络反馈结构的CMOS生理信号放大器结构图；

图2等效电路图及工作原理；

图3通过调整OTA输入晶体管的尺寸对放大器噪声性能的优化设计的坐标图。

具体实施方式

请参阅图1所示，本发明提供一种采用T型电容网络反馈结构的CMOS生理信号放大器，具有带通频率特性，通带的低频截止频率不高于1Hz，高频截止频率不低于5KHz，适用于放大心电、脑电、肌电、神经电等低频动态生理信号，具体包括了反相输入耦合电容C₁和正相输入耦合电容C₂、反馈网络10、运算放大器11、平衡网络12以及输出电容C_L，其中：

所述运算放大器11的反相输入端连接反相输入耦合电容C₁，该放大器11的正相输入端连接正相输入耦合电容C₂；所述的运算放大器11为运算跨导放大器。

所述反馈网络10的输入端与运算放大器11的反相输入端连接，该反馈网络10的输出端与运算放大器11的输出端连接，所述的反馈网络10包括：

一第一晶体管M₁和一第二晶体管M₂，该第一晶体管M₁和第二晶体管M₂的漏极相连接，该第一晶体管M₁和第二晶体管M₂各自的源极与衬底相连接，该第一晶体管M₁和第二晶体管M₂的栅极相连接；第一晶体管M₁和第二晶体管M₂构成高值MOS伪电阻单元。

一第一电容C₃、一第二电容C₄和一第三电容C₅，该第一电容C₃与第二电容C₄串联在运算放大器11的反相输入端和输出端之间，该第三电容C5串接在第一电容C₃和第二电容C₄之间并接地。第三电容C₅为高值电容，其容值与反相输入耦合电容C₁在同一量级；第一电容C₃和第二电容C₄为低值电容，其容值低于反相输入耦合电容C₁一个量级。

所述输出电容C_L与运算放大器11的输出端连接；

所述平衡网络12的输入端与运算放大器11的正相输入端连接，所述的平衡网络12包括：

一第三晶体管M₃和一第四晶体管M₄，该第三晶体管M₃和第四晶体管M₄的漏极相连接，该第三晶体管M₃和第四晶体管M₄各自的源极与衬底相连接，该第三晶体管M₃和第四晶体管M₄的栅极相连接；第三晶体管M₃和第四晶体管M₄构成高值MOS伪电阻单元。

一第四电容C₆、一第五电容C₇和一第六电容C₈，该第四电容C₆与第五电容C₇串联在运算放大器11的正相输入端和地之间，该第六电容C₈串接在第四电容C₆和第五电容C₇之间并接地。

放大器等效电路图如图2所示，省略平衡网络12，假设在输入端有一个扰动电势V_i，在高开环增益的运算放大器11的作用下，运算放大器11的反相输入节点电压V_n为地电位，V_i将通过反相输入耦合电容C₁形成电流I，由于运算放大器11相当于“虚短”，电流I将被全部注入到第一电容C₃，产生C₁/C₃倍于V_i的电势V_m，实现第一次放大。但是在节点V_m上除从节点V_n到节点V_m外，仍存在两条电流通路，即通过第二电容C₄到V_o和通过第三电容C₅到地，而节点V_n实际上为“虚地点”。因此，如果在从地到节点V_m的通路上串接一个n倍于第一电容C₃的第三电容C₅，则会在这条支路上产生与节点V_n到节点V_m相同方向的电流nI。节点V_n到节点V_m的电流I与地到节点V_m的电流nI同相，假设第二电容C₄的电容值与第一电容C₃相同，它们的和(n+1)I将通过节点V_n流入第二电容C₄，从而在放大器的输出节点形成电势V_o，实现第二次放大。所述的T型电容网络反馈式CMOS生理信号放大器的交流小信号传输函数表示为：

$H\left(s\right)=-{[\frac{1}{{\mathrm{SR}}_{\mathrm{eq}}{C}_1}+\frac{C_3{C}_4}{C_1(C_3+C_4+C_5)}]}^{-1}$

带内电压增益为：

$A_p=\frac{C_1(C_3+C_4+C_5)}{C_3{C}_4}$

如果第一电容C₃与第二电容C₄电容值在同一量级，且小于反相输入耦合电容C₁和第三电容C₅的一个量级，那么放大器的带内电压的放大倍数将在百倍数量级。可见采用T型电容网络反馈结构后，在较小的输入-反馈电容比条件下即可实现较高的电压增益。

图2中Req为反馈路径上由第一晶体管M₁和第二晶体管M₂构成的MOS管伪电阻单元的等效阻值，伪电阻为运算放大器11提供直流反馈通路，并同反相输入耦合电容C₁一同决定了生理信号放大器的闭环电压增益和高通截止频率，高通截止频率为：

$f_{\mathrm{HP}}=\frac{C_3+C_4+C_5}{2\pi R_{\mathrm{eq}}{C}_3{C}_4}$

构成伪电阻单元的第一晶体管M₁和第二晶体管M₂工作在亚阈值区，具有高源漏电阻的特性，通过将第一晶体管M₁和第二晶体管M₂“背靠背”串联，以提高伪电阻的线性，如图1所示。并通过控制第一晶体管M₁和第二晶体管M₂的栅极电压V_t，对其电阻值进行精确调整，从而实现对生理信号放大器高通截止频率的调整，频率调整下限不高于1Hz。

反相输入耦合电容C₁和正相输入耦合电容C₂为生理信号放大器提供交流耦合，以避免生理信号采集中的直流漂移对放大性能的影响。由于采用了T型电容网络反馈结构，可在较小的输入-反馈电容比条件下实现较高的电压增益，因而输入耦合电容值较传统单电容反馈式结构相比可以降低一个量级左右。同时由于输入-反馈电容比的下降，也有利于降低集成的T型电容网络反馈式CMOS生理信号放大器在大规模生产和使用中由于工艺偏差以及温度漂移对增益一致性的影响。

输出电容C_L与运算放大器11的跨导共同决定了T型电容网络反馈式CMOS生理信号放大器的低通截止频率，表示为

$f_{\mathrm{LP}}=\frac{g_{\mathrm{mo}}}{2\pi A_p{C}_L}$

其中，gmo为运算放大器11的等效跨导，T型电容网络反馈式CMOS生理信号放大器的低通截止频率不低于5KHz，以满足放大神经信号等高频动态生理信号。

所述的T型电容网络反馈式CMOS生理信号放大器的输入参考噪声功率可表示为：

$f_{\mathrm{HP}}=2{\left(\frac{C_3+C_4+C_5}{C_1}\right)}^2[\frac{4\mathrm{KT\gamma }}{g_{m\_\mathrm{in}}}{f}_{\mathrm{LP}}+\frac{\lambda K_{b\_\mathrm{sub}}{I}_{\mathrm{ds}}^2}{C_{\mathrm{in}}{g}_{m\_\mathrm{in}}^2}\ln \frac{f_{\mathrm{LP}}}{f_{\mathrm{HP}}}]+\frac{16\mathrm{KT}}{3\pi C_1^2}·\frac{C_3^3{C}_4}{{(C_3+C_5)}^2(C_3+C_4+C_5)}$

其中，C_in为运算放大器11的等效输入电容，与运算放大器11的输入晶体管面积直接相关。Kb_sub为与工艺相关参数，gm_in为运算放大器11输入管的跨导。

通过提高运算放大器11输入晶体管的宽长比，以及在保证T型电容网络反馈式CMOS生理信号放大器带宽的前提下，尽量使运算放大器11的输入晶体管偏置在亚阈值区，都可以有效地降低放大器的总噪声。

而由于上式中同时存在等效输入电容C_in的减函数项和增函数项，因此在T型电容网络反馈式CMOS生理信号放大器的反相输入耦合电容C₁和正相输入耦合电容C₂固定的前提下，可通过对运算放大器11输入晶体管的尺寸(即面积)的优化设计，获得较好的噪声性能，如图3所示。

以上所述的具体实施例，对本发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施例而已，并不用于限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的权利要求范围之内。