基于子带滤波框架的解码器的音频均衡方法

摘要

本发明公开了一种基于子带滤波框架的解码器的音频均衡方法，实现复杂度较低，消耗资源量较少。其技术方案为：方法包括：(1)在基于子带滤波框架的解码器中，通过反量化步骤得到时间采样点，时间采样点所组成的信号的带宽限制在每一个解码器子带所对应的频率区间；(2)于解码器的子带合成滤波之前，对反量化步骤所得到的音频均衡器所调整的频带内的时间采样点进行增益调整。

说明书

技术领域

本发明涉及音频均衡器的实现方法，尤其涉及一种在具有子带滤波组的解码器里的音频均衡器的实现方法。

背景技术

在各种音频播放设备里，例如音频播放软件、便携式音频播放器等等，音频均衡器都是不可或缺的。它的主要作用是根据不同音频信号的特点，例如流行音乐、古典音乐、语音等，对音频信号进行滤波给听者产生更好的音乐效果。

数字音频均衡器(简称音频均衡器)的主要原理是对音频信号进行频域上的修正，以达到某种音效。例如如果想要增强人声的效果，均衡器通常会对低频分量，即人的基音频率分量进行加重，同时也相对的削减了高频分量的比重。而对于歌剧的音频信号来说，中频成分，即2000赫兹左右的分量则是需要增强以增加对背景音乐的感知度。简而言之，音频均衡器的主要作用就是修正原始音频信号的频率分量来达到需要的音效。

由于音频均衡方法的目的是改变频率分量，因此通常的方法有两类，即时域的滤波和频域的直接修正。从原理上来看，两类方法本质是一样，区别只是实现方式的不同。时域的滤波方法主要包括有限冲击响应滤波器和无限冲击响应滤波器两类主要方法，它们都是通过滤波器的设计来实现在不同频段上的不同的频率响应所达到的音频均衡效果。为了减少时域滤波的运算复杂度，很多基于滤波器组和多相滤波的方法亦被应用在音频均衡器里。频域的方法严格来说是时域方法的对偶实现，即将时域信号变换到频域里，然后修正频域系数(改变增益)，最后经过频域到时域的反变换来恢复信号。最常见的时域转换频域的方式是傅立叶变换，一些其他的变换，例如离散余弦变换，改进型离散余弦变换，小波变换等等亦可用在时域-频域转换上。

传统的音频均衡器的音频均衡方法的复杂度较高，需要耗费较多的系统资源。

发明内容

本发明的目的在于解决上述问题，提供了一种基于子带滤波框架的解码器的音频均衡方法，实现复杂度较低，消耗资源量较少。

本发明的技术方案为：本发明提出了一种基于子带滤波框架的解码器的音频均衡方法，包括：

(1)在基于子带滤波框架的解码器中，通过反量化步骤得到时间采样点，时间采样点所组成的信号的带宽限制在每一个解码器子带所对应的频率区间；

(2)于解码器的子带合成滤波之前，对反量化步骤所得到的音频均衡器所调整的频带内的时间采样点进行增益调整。

上述的基于子带滤波框架的解码器的音频均衡方法的一实施例中，音频均衡器所调整的频带包含一个或多个解码器子带，步骤(2)进一步包括：

通过以下公式进行增益调整，得到音频均衡后的信号：

其中A为音频均衡器的所调整的频带的增益，表示解码器子带中的反量化步骤得到的时间采样点，上标s表示被音频均衡器所调整的频带包含的第s个解码器子带，下标i表示解码器子带里的第i个时间采样点，N表示时间采样点的总数。

上述的基于子带滤波框架的解码器的音频均衡方法的一实施例中，步骤(2)通过对解码器子带的合成滤波器的系数进行公式中的修正来实现。

上述的基于子带滤波框架的解码器的音频均衡方法的一实施例中，步骤(2)通过对解码器子带的时间采样点所对应的反量化器的增益进行公式中的修正来实现。

上述的基于子带滤波框架的解码器的音频均衡方法的一实施例中，一个或者多个音频均衡器所调整的频带完整组成一个解码器子带，步骤(2)进一步包括：

根据音频均衡器的频带和增益构造对应的带通滤波器h_k，k＝1，2，...，K；

对解码器子带的时间采样点信号进行滤波处理再相加得到音频均衡后的信号，公式为：

其中为卷积符号，K为带通滤波器的个数，表示解码器子带中的反量化步骤得到的时间采样点，上标s表示被音频均衡器所调整的频带包含的第s个解码器子带，下标i表示解码器子带里的第i个时间采样点，N表示时间采样点的总数。

上述的基于子带滤波框架的解码器的音频均衡方法的一实施例中，对于带通滤波器h_k的构造，进一步包括：

根据音频均衡器的频带定义带通滤波器h_k的通带、过滤带、阻带；

根据音频均衡器的频带增益A_k，其中k表示第k个音频均衡器，带通滤波器须满足

上述的基于子带滤波框架的解码器的音频均衡方法的一实施例中，一个或者多个音频均衡器所调整的频带完整组成一个解码器子带，步骤(2)进一步包括：

将解码器子带的时间采样点信号进行傅立叶正变换，分析过程为：

其中表示解码器子带中的反量化步骤得到的时间采样点，上标s表示被音频均衡器所调整的频带包含的第s个解码器子带，下标i表示解码器子带里的第i个时间采样点，N表示时间采样点的总数；

对分析得到的傅立叶系数进行增益改变，得到：

$Y_k^s=A_k{X}_k^s,k=\mathrm{0,1},...,N-1;$

最后进行逆傅立叶变换，合成得到均衡后的信号：

$y_i^s=\frac{1}{N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\Sigma }}{Y}_k^s{e}^{j2\mathrm{\pi ik}/N},i=\mathrm{0,1},...,N-1.$

上述的基于子带滤波框架的解码器的音频均衡方法的一实施例中，步骤(2)通过正交变换/反变换来实现，包括小波变换/反变换、离散余弦变换/反变换。

上述的基于子带滤波框架的解码器的音频均衡方法的一实施例中，步骤(2)通过双正交变换/反变换来实现，包括重建滤波器组。

本发明对比现有技术有如下的有益效果：本发明的技术方案针对音频解码信号的均衡(也叫做音效调整)，其基本思路是利用解码器原有的滤波器组架构来减少运算开销。是在解码器的子带合成滤波之前，直接对通过反量化步骤得到的音频均衡器所调整的频带内的时间采样点进行增益调整。对比现有技术，本发明的音频均衡方法大大减少了音频均衡涉及的乘法数量，降低了实现复杂度，减少了资源消耗。

附图说明

图1是本发明的基于子带滤波框架的解码器的音频均衡方法的流程图。

图2是本发明的基于子带滤波框架的解码器的音频均衡方法的第一实施例的流程图。

图3是本发明的基于子带滤波框架的解码器的音频均衡方法的第二实施例的流程图。

图4是本发明的基于子带滤波框架的解码器的音频均衡方法的第三实施例的流程图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明作进一步的描述。

基于子带滤波框架的解码器的音频均衡方法

图1示出了本发明的基于子带滤波框架的解码器的音频均衡方法。请参见图1，首先在基于子带滤波框架的解码器中，通过反量化步骤得到时间采样点，时间采样点所组成的信号的带宽限制在每一个解码器子带所对应的频率区间(步骤S10)。然后，在解码器的子带合成滤波之前，对反量化步骤所得到的音频均衡器所调整的频带内的时间采样点进行增益调整(步骤S12)。

基于子带滤波框架的解码器的音频均衡方法的第一实施例

图2示出了本发明的基于子带滤波框架的解码器的音频均衡方法的第一实施例。请参见图2，下面是对本实施例的音频均衡方法的详细描述。

步骤S20：在基于子带滤波框架的解码器中，通过反量化步骤得到时间采样点。

通过反量化步骤得到的时间采样点所组成的信号的带宽基本限制在每一个解码器子带所对应的频率区间内。当然，现实中由于滤波器组的不完全理想可能略微有点偏离。

例如，对于MPEG LAYER III(MP3)解码器来说，输入信号被分为32个子带，每一个子带都表示着具有一定带宽的信号。而对于ADVANCEDAUDIO CODEC(ACC)解码器来说，输入信号被分为4个子带。

在本实施例中，反量化部分的输出信号为：

$x_i^s,i=\mathrm{1,2},...,N,s=\mathrm{1,2},...,S$

其中上标s表示第s个子带，下标i表示子带里第i个采样点。同时，假设每个子带的截止频率为(f_s，f_s+1)，s＝1，2，...，S，其中f₀＝0，f_S+1是采样频率的一半，即系统截止频率。

步骤S22：于解码器的子带合成滤波之前，通过公式对反量化步骤所得到的音频均衡器所调整的频带内的时间采样点进行增益调整，得到音频均衡后的信号。

音频均衡器的目的是调整每一个频带的频率分量的增益，因此对于某些滤波器组的架构，可以直接对反量化得到的时间采样点进行增益调整。通常的音频均衡器设计的频率增强部分可以和解码器的滤波器结构有着一定的对应关系，即音频均衡器恰好是要求在频率段(f_s，f_s+1)上进行统一修正(其中s为1到S的任意整数)或者进行非统一修正。

步骤S22中所提到的公式为：其中表示音频均衡后的信号，A为音频均衡器的所调整的频带的增益。

步骤S22的实现还需要一个前提条件：音频均衡器所调整的频带的频率范围不是任意可选的，频带包含一个或多个解码器子带。

在具体的实现方式上，可以通过对解码器子带的合成滤波器的系数进行公式(1)的修正来实现，或者通过对解码器子带的时间采样点所对应的反量化器的增益进行公式(1)中的修正来实现。

基于子带滤波框架的解码器的音频均衡方法的第二实施例

图3示出了本发明的基于子带滤波框架的解码器的音频均衡方法的第二实施例。请参见图3，下面是对本实施例的音频均衡方法的详细描述。

步骤S30：在基于子带滤波框架的解码器中，通过反量化步骤得到时间采样点。

通过反量化步骤得到的时间采样点所组成的信号的带宽基本限制在每一个解码器子带所对应的频率区间内。当然，现实中由于滤波器组的不完全理想可能略微有点偏离。

例如，对于MPEG LAYER III(MP3)解码器来说，输入信号被分为32个子带，每一个子带都表示着具有一定带宽的信号。而对于ADVANCEDAUDIO CODEC(ACC)解码器来说，输入信号被分为4个子带。

在本实施例中，反量化部分的输出信号为：

$x_i^s,i=\mathrm{1,2},...,N,s=\mathrm{1,2},...,S$

其中上标s表示第s个子带，下标i表示子带里第i个采样点。同时，假设每个子带的截止频率为(f_s，f_s+1)，s＝1，2，...，S，其中f₀＝0，f_S+1是采样频率的一半，即系统截止频率。

步骤S32：根据音频均衡器的频带和增益构造对应的带通滤波器h_k，k＝1，2，...，K。

这种构造具体是指：根据音频均衡器的频带定义带通滤波器h_k的通带、过滤带、阻带；根据音频均衡器的频带增益A_k，其中k表示第k个音频均衡器，带通滤波器须满足

对于步骤S32和后面的步骤S34而言，其实现也必须具备一个前提条件：音频均衡器所调整的频带的频率范围不是任意可选的，一个或者多个音频均衡器所调整的频带完整组成一个解码器子带。

步骤S34：对解码器子带的时间采样点信号进行滤波处理再相加得到音频均衡器的信号。

步骤S34的公式为：其中表示音频均衡后的信号，为卷积符号，K为带通滤波器的个数。

基于子带滤波框架的解码器的音频均衡方法的第三实施例

图4示出了本发明的基于子带滤波框架的解码器的音频均衡方法的第三实施例。请参见图4，下面是对本实施例的音频均衡方法的详细描述。

步骤S40：在基于子带滤波框架的解码器中，通过反量化步骤得到时间采样点。

通过反量化步骤得到的时间采样点所组成的信号的带宽基本限制在每一个解码器子带所对应的频率区间内。当然，现实中由于滤波器组的不完全理想可能略微有点偏离。

例如，对于MPEG LAYER III(MP3)解码器来说，输入信号被分为32个子带，每一个子带都表示着具有一定带宽的信号。而对于ADVANCEDAUDIO CODEC(ACC)解码器来说，输入信号被分为4个子带。

在本实施例中，反量化部分的输出信号为：

$x_i^s,i=\mathrm{1,2},...,N,s=\mathrm{1,2},...,S$

其中上标s表示第s个子带，下标i表示子带里第i个采样点。同时，假设每个子带的截止频率为(f_s，f_s+1)，s＝1，2，...，S，其中f₀＝0，f_S+1是采样频率的一半，即系统截止频率。

步骤S42：将解码器子带的时间采样点信号进行傅立叶(Fourier)正变换，分析过程为：

对于步骤S42以及后续的步骤，其实现也必须具备一个前提条件：音频均衡器所调整的频带的频率范围不是任意可选的，一个或者多个音频均衡器所调整的频带完整组成一个解码器子带。

步骤S44：对分析得到的傅立叶系数进行增益改变，得到：

步骤S46：进行逆傅立叶变换，合成得到均衡后的信号：$y_i^s=\frac{1}{N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\Sigma }}{Y}_k^s{e}^{j2\mathrm{\pi ik}/N},i=\mathrm{0,1},...,N-1---\left(6\right).$

对于实现上述步骤S42～S46的具体方式，可以通过正交变换/反变换来实现，包括小波变换/反变换、离散余弦变换/反变换。也可以通过双正交/反变换来实现，包括完美重建滤波器组。

对于前述的几个实施例，另一种变化例可以是直接对反量化处理之前的变换域系数进行直接处理。例如，在MPEG LAYER III和ADVANCED AUDIOCODING标准里是改进型离散余弦变换(Modified Discrete CosineTransform)系数。直接修正系数是一个更加高效的实现方法。

可以看到，在第一实施例里，此算法只需对解码器产生的各个子带的时间采样点进行一次乘法运算。而在第二实施例和第三实施例下，由于子带是被降采样过的信号，因此只需要对少量的信号采样点进行处理。甚至对于基于傅立叶变换的均衡方法来说，它需要的傅立叶变换点数也变少了。可以看到，对于每个采样点来说，需要的乘法数目在1-2次之间。而对于基于滤波器组的均衡器来说，如果采用了K阶的原型滤波器(Phototype Filter)，那么平均每个采样点需要4K次乘法以上。对于最为高效的傅立叶分析合成方法来说，至少需要大约7log₂N次乘法运算，N是处理桢的长度。所以，可以看到，所需要的乘法数大大降低了。

上述实施例是提供给本领域普通技术人员来实现或使用本发明的，本领域普通技术人员可在不脱离本发明的发明思想的情况下，对上述实施例做出种种修改或变化，因而本发明的保护范围并不被上述实施例所限，而应该是符合权利要求书提到的创新性特征的最大范围。