一种低复杂度自适应传输的多天线传输方法及系统

摘要

本发明公开了一种低复杂度自适应传输的多天线传输方法及系统，该方法包括：根据获取的信道信息和公式：进行等效信道构造，并由等效信道矩阵计算单流检测后信干噪比，根据吞吐量最大化原则选择MCS，发送端根据选择的MCS对传输符号进行编码和调制，并利用确定的编码形式进行空时处理后将符号从不同物理天线上发送出去；接收端接收到所述发送端发送的符号，由实际信道估计通过等效信道矩阵构造公式构造出符号经历的等效信道矩阵，进而利用等效信道矩阵进行MMSE线性检测；最后完成由检测后的符号到对发送比特信息估计的处理。本发明使用MMSE检测最优编码，可以使用单信道编码器传输，有效降低多天线系统进行自适应传输时的计算复杂度。

说明书

技术领域

本发明涉及移动通信技术领域，具体地说，是一种基于最小均方误差(MMSE)检测最优编码的自适应传输的多天线传输方法及系统。

背景技术

多输入多输出(Multiple Input Multiple Output，MIMO)技术被认为是现代通信技术的重大突破之一，通过在发射端和接收端装备多根天线，利用各天线间独立的传播环境来扩充系统容量和/或提升系统可靠性。目前MIMO技术主要有两个分支，一类基于数据复用的思想，多根天线上传输携带不同信息的数据流，接收机通过某种处理技术将各天线信息加以区分，从而提升系统整体传输速率，增大多天线系统的吞吐量；另一类基于分集的思想，发端将一个数据流进行空时编码操作后从多根天线上发射出去，由于各天线上数据同时处于深衰落的概率很小，从而保证了信息流的准确接收。作为第一个分支的典型代表，Poschini等人首先提出了可应用于MIMO信道的一种空时结构以及相应的重建算法。这种空间复用的传输方式称为BLAST(Bell Labs Layered Space-Time)，一般的空间复用系统的基本结构见图1。

BLAST编码包括两种编码方案：V-BLAST和H-BLAST，前面的字母表示了对接收信号的处理在空间和时间维度上呈现的不同的方向。设从m(图例设m＝4)个并行信道编码器送出的信号如图2所示，其中c_ij表示时刻i+1(表示比特传输时刻，非符号传输时刻)从编码器j传输的比特。

V-BLAST编码器接收从并行信道编码器的输出码元，按垂直方向进行空间编码，其原理如图3所示。从图3中可以看出，同一编码器产生比特经历不同天线发送出去，编码器数与天线数并不一定要求相等。

H-BLAST编码器接收从并行信道编码器的输出码元，按水平方向进行空间编码，即每个信道编码器编码后的码元直接送对应的天线(信道编码器与天线是一一对应的)发送出去，其原理如图4所示。

比较两种复用传输方案，V-BLAST方式因其带有相同系统比特信息的校验比特及系统比特可以经历独立的信道传输，故可以获得一定分集增益。

在闭环系统中，当发端获知反馈的信道质量信息时，可以选择合适的调制编码方式以控制传输速率，从而得到系统最大吞吐量，即自适应调制编码方式选择(Adaptive Modulation Coding，AMC)，进而接收端将选择的调制编码方式(Modulation and Coding Scheme，MCS)序号反馈给发送端。目前复用传输的闭环系统采用基于H-BLAST的每天线速率控制(Per Antenna Rating Control，PARC)传输，基于V-BLAST的复用传输因为不能方便获取统一的检测后信干噪比而不能方便的进行AMC操作。

申请号为200810041892.4，名称为“用于自适应编码调制的方法和装置”的中国发明申请中，提供了一种在自适应编码调制方案中应用空频分组码的方法和装置，其通过空频分组码把数据映射到空间域和频率域，仅要求在频率方向需要偶数个子载波而对时间方向无限制，此发明使用一套AMC方式支持单流和双流传输，简化了软硬件的实现成本和复杂度，降低了系统的缓存需求和译码时延。但是其主要针对空频分组码的速率为1的分集发送系统，对高速率传输的复用系统并不适用。

申请号为200510041805.1，名称为“一种基于对角分层空时结构获得满分集增益的方法”的中国发明申请中，提供了一种基于对角分层空时结构获得满分集增益的方法，其首先采用一组最优的随机基矩阵对垂直分层空时(V-BLAST)结构中每个符号周期内的发送分组进行空间上的调制，随后再将空域中的信号在时域中沿着对角线方向进行发送。发送的格式能够在不损失垂直分层空时(V-BLAST)结构频谱利用率的同时获得满分集增益，实现频谱利用率与性能上的双重优化，从而可在不降低V-BLAST结构频谱利用率的同时获得满分集增益，改善系统的传输性能。另外该结构可采用连续迫零和抵消算法进行检测，使其接收机具有较低的实现复杂度。

申请号为200480044343.2，名称为“多输入多输出正交频分复用系统中的链路自适应系统以及其方法”的中国发明申请中，提供了一种MIMO-OFDM系统中的链路自适应系统，在该系统中，V-BLAST处理单元进行处理，该V-BLAST处理为与发送装置的多个天线相对应地将接收信号分离为数据流的处理。矢量信息输出单元将由V-BLAST处理得到的反馈矢量信息发送给发送装置。自适应比特分配单元基于反馈矢量信息，对由不同的天线发送的每个副载波，自适应地控制所分配的比特数目。自适应功率分配单元基于反馈矢量信息，对每个天线自适应地分配功率。但该技术只是自适应的分配功率，不能明显提高系统吞吐性能。

发明内容

本发明要解决的技术问题是提供一种低复杂度自适应传输的多天线传输方法及系统，该方法基于最小均方误差(MMSE)检测最优编码，可以达到MMSE线性检测最优性能，基于此编码的传输方案对于每个传输符号的检测后信干噪比相同，即可以使用单信道编码器传输，在系统采用低码率的信道编码时系统可以获得明显分集增益，并且本发明可以进行单码流的自适应调制编码方式选择，明显降低系统运算复杂度。

为了解决上述技术问题，本发明的技术方案是这样实现的：

一种低复杂度自适应传输的多天线传输方法，该方法基于MMSE检测最优编码，包括：

获取信道信息，根据所述信道信息，根据公式：构造等效信道矩阵，并由等效信道矩阵计算单流检测后信干噪比，根据吞吐量最大化原则选择调制编码方式MCS，由发送端根据选择的MCS对传输符号进行编码和调制，并利用确定的编码形式进行空时处理后将符号从不同物理天线上发送出去；

接收端接收到所述发送端发送的符号，根据公式：由实际信道估计构造出符号经历的等效信道矩阵，进而利用等效信道矩阵进行MMSE线性检测；最后完成由检测后的符号到对发送比特信息估计的处理；

其中：H_eq维度为(N_r×N_t)×K，N_t为发送天线根数，N_r为接收天线根数，且N_r≥N_t，K为复数符号的个数。表示N_t×N_t的单位矩阵，表示直乘积，H为N_r×N_t维信道衰落矩阵，A为N×N维的扩散矩阵，N＝N_t，vec(A)表示将矩阵A矢量化，令则

进一步地，所述获取信道信息，构造等效信道矩阵，并由等效信道矩阵计算单流检测后信干噪比，根据吞吐量最大化原则选择调制编码方式MCS的步骤由发送端或接收端完成。

进一步地，在时分双工系统中，所述发送端获取信道信息的方式为：通过信道互易性从上行信道探测结果中提取所述信道信息并计算等效信道信息。

进一步地，在频分双工系统中，所述发送端获取MCS的方式为：通过获得接收端反馈的信道信息获取信道并选择MCS，或者在接收端选择MCS后将结果反馈给发送端。

进一步地，所述MMSE检测最优编码码字通过线性扩散码的形式表示，即且使编码的扩散矩阵满足以下条件：

$A_i{A}_i^H=\frac{N}{K}{I}_N,$且

$\mathrm{Trace}\left(A_i^H{A}_j\right)=0,$$\forall i\ne j$

其中，[·]^H表示取共轭转置，Trace(·)表示求矩阵的迹。

本发明还公开了一种低复杂度自适应传输的多天线传输系统，该系统基于MMSE检测最优编码，包括发送端和接收端，所述带有MCS选择功能的发送端包括：

信道提取模块，用于获取信道信息；

自适应调制编码模块，用于接收所述信道提取模块获取的信道信息，进行等效信道构造，并计算单流检测后信干噪比，由吞吐量最大化原则选择调制编码方式MCS；

信道编码模块，用于根据所述自适应调制编码模块中确定的码率信息对传输数据比特进行编码；

调制模块，用于对编码后的比特信息进行调制；

空时编码模块，用于利用确定的编码形式对调制后的传输符号进行空时处理；

发送模块，用于将空时处理后的符号从不同物理天线上发送出去；

所述接收端包括：

等效信道构造模块，用于根据公式由实际信道估计构造出符号经历的等效信道矩阵；

检测模块，用于利用所述等效信道矩阵进行MMSE线性检测；

解调模块，用于完成由检测后的符号到对发送比特信息估计的处理；

其中：H_eq维度为(N_r×N)×K，N_t为发送天线根数，N_r为接收天线根数，且N_r≥N_t，K为复数符号的个数。表示N_t×N_t的单位矩阵，表示直乘积，H为N_r×N_t维信道衰落矩阵，A为N×N维的扩散矩阵，vec(A)表示将矩阵A矢量化，令则

进一步地，在频分双工系统中，所述接收端还包括：

信道反馈模块，用于将接收端信道估计以后获得的信道信息通过闭环反馈方式向发送端发送；

所述发送端的信道提取模块通过获得接收端反馈的信道信息确定所述信道信息。

进一步地，在时分双工系统中，所述发送端通过信道互易性从上行信道探测结果中提取所述信道信息。

进一步地，所述MMSE检测最优编码码字通过线性扩散码的形式表示，即且使编码的扩散矩阵满足以下条件：

$A_i{A}_i^H=\frac{N}{K}{I}_N,$且

$\mathrm{Trace}\left(A_i^H{A}_j\right)=0,$$\forall i\ne j$

其中，[·]^H表示取共轭转置，Trace(·)表示求矩阵的迹，K为复数符号的个数。

本发明还提供了另一种低复杂度自适应传输的多天线传输系统，该系统基于MMSE检测最优编码，包括发送端和接收端，所述带有MCS选择功能的接收端包括：

信道提取模块，用于获取信道信息；

等效信道构造模块，用于根据公式由实际信道估计构造出符号经历的等效信道矩阵；

自适应调制编码模块，用于根据等效信道计算单流检测后信干噪比，由吞吐量最大化原则选择调制编码方式MCS；

MCS反馈模块，用于将自适应调制编码模块选择的MCS反馈给所述发送端；

检测模块，用于利用所述等效信道矩阵进行MMSE线性检测；

解调模块，用于完成由检测后的符号到对发送比特信息估计的处理；

所述发送端包括：

信道编码模块，用于根据所述MCS反馈模块反馈的码率信息对传输数据比特进行编码；

调制模块，用于对编码后的比特信息进行调制；

空时编码模块，用于利用确定的编码形式对调制后的传输符号进行空时处理；

发送模块，用于将空时处理后的符号从不同物理天线上发送出去；

其中：H_eq维度为(N_r×N_t)×K，N_t为发送天线根数，N_r为接收天线根数，且N_r≥N_t，K为复数符号的个数。表示N_t×N_t的单位矩阵，表示直乘积，H为N_r×N_t维信道衰落矩阵，A为N×N维的扩散矩阵，N＝N_t，vec(A)表示将矩阵A矢量化，令则

本发明的基于低复杂度自适应传输的多天线传输方法及系统为基于MMSE检测最优编码的多天线传输方法及系统，使用MMSE检测最优编码，即该编码为MMSE线性检测条件下可以达到误比特率性能最优的编码方式，且该编码方式使得每符号检测后信干噪比相同，可以使用单信道编码器传输，在系统采用低码率的信道编码时系统可以获得明显分集增益，从而得到一种单流自适应调制编码处理方案，有效降低系统进行自适应传输时的计算复杂度。

附图说明

图1是一般BLAST系统的基本结构示意图；

图2是从m个并行信道编码器送出信号的示意图；

图3是V-BLAST编码原理图；

图4是H-BLAST编码原理图；

图5是本发明的基于低复杂度自适应传输的多天线传输方法及系统的整体传输框图；

图6是本发明的基于低复杂度自适应传输的多天线传输系统中作为发送端的基站模型示意图；

图7是本发明的基于低复杂度自适应传输的多天线传输系统中作为接收装置的用户终端模型示意图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步说明，以使本领域的技术人员可以更好的理解本发明并能予以实施，但所举实施例不作为对本发明的限定。

本发明使用MMSE检测最优编码，使得每符号检测后信干噪比(SINR)相同，从而得到一种单流自适应调制编码处理方案，有效降低系统进行自适应传输时的计算复杂度。下面对本发明的技术方案进行详细阐述。

本发明的信道编码方案如下：

令单条链路有N_t根发送天线，N_r根接收天线，且N_r≥N_t，则系统模型为：

Y＝HX+W    (1)

其中，含有K个复数符号的线性空时分组码X为以x₁，…，x_K为元素的N_t×N维空时分组码矩阵；H为N_r×N_t维信道衰落矩阵，其元素h_ij(1≤i≤N_r，1≤j≤N_t)服从瑞利分布；Y为N_r×N维接收信号；W为服从平均功率为σ_n的加性高斯白噪声。

考虑方阵编码，即N＝N_t，利用复数形式线性扩散编码处理方法，线性空时分组码X可以表示成其中，A_i为N×N维的扩散矩阵，则公式(1)可改写成如下等价形式：

$\tilde{y}=H_{\mathrm{eq}}\tilde{x}+\tilde{n}---\left(2\right)$

其中，[·]^T表示取转置，为噪声矩阵矢量化，且式中：

$H_{\mathrm{eq}}=(I_{N_t}\otimes H)\times [\mathrm{vec}\left(A_1\right),...,\mathrm{vec}\left(A_K\right)]---\left(3\right)$

其中，表示直乘积，即Kronecker积，表示N_t×N_t的单位矩阵，H_eq维度为(N_r×N)×K，vec(A)表示将矩阵A矢量化，令

使用线性MMSE检测算法，令则信号估计值为：

$\hat{x}=G\tilde{y}---\left(4\right)$

不同符号传输的检测后信干噪比可以用下式表示：

${\mathrm{SINR}}_i=\frac{{\left|g_i{h}_i\right|}^2}{\underset{j=1,j\ne i}{\overset{K}{\Sigma }}{\left|g_i{h}_j\right|}^2+{\sigma }_n^2{\left|\right|g_i\left|\right|}^2}---\left(5\right)$

式中g_i表示G的第i行，h_j表示H_eq的第j列，在一个编码周期内，i＝1，...，K。

当编码扩散矩阵满足条件(6-a)及(6-b)时，该空时编码在MMSE线性检测下误码性能最优(参考：J.Liu，J.-K.Zhang，and K.M.Wong，“On the design of minimum BER linear space-time block codes for MIMO systems equipped with MMSE receivers”，IEEE Trans.Signal Processing，vol.54，No.8，PP.3147-3158，Aug.2006.)，即“MMSE最优编码”。

$A_i{A}_i^H=\frac{N}{K}{I}_N---(6-a)$

$\mathrm{Trace}\left(A_i^H{A}_j\right)=0,$$\forall i\ne j---(6-b)$

令则式中[·]^H表示取共轭转置，Trace(·)则表示求矩阵的迹。上式(6-b)可等价于

定理：在满足条件(6-a)和(6-b)的前提下，各个符号的MMSE检测后SINR相同。

下面对上述定理进行证明：

第一步：在MMSE检测条件下，公式(5)对于检测后SINR计算可以转化为由各流均方误差(MSE_i)来表达：

${\mathrm{SINR}}_i=\frac{1}{{\mathrm{MSE}}_i}-1=\frac{1}{{\sigma }_n^2{\left[{({\sigma }_n^2{I}_K+{H_{\mathrm{eq}}}^H{H}_{\mathrm{eq}})}^{-1}\right]}_{i,i}}-1---\left(7\right)$

若当i＝1，...，K时，公式(7)均相等，即矩阵M₁^-1的对角线元素均相同，由矩阵求逆定义其中，M^*为M的伴随矩阵，因M₁^-1对角线元素相同，则的代数余子式对角线元素相同，也就是M₂＝H_eq^HH_eq的代数余子式对角线元素相同，即等价为M₂^-1＝(H_eq^HH_eq)^-1的对角线元素相同。

第二步：因为又则

那么原定理证明等价于证明式对角线元素相同。

第三步：令其中m和a为列向量，则

其对角线元素设为m₁，m₂，...，。将式(8)分解且经推导得：

$m_l=(a_l\left(1\right)a_l^{*}\left(1\right)+a_l(N_t+1)a_l^{*}(N_t+1)+...a_l({N_t}^2-N_t+1)a_l^{*}({N_t}^2-N_t+1))m_1---\left(1\right)$

$+(a_l\left(1\right)a_l^{*}\left(2\right)+a_l(N_t+1)a_l^{*}(N_t+2)+...a_l({N_t}^2-N_t+1)a_l^{*}({N_t}^2-N_t+2))m_1---\left(2\right)$

$+...+(a_l\left(N_t\right)a_l^{*}\left(N_t\right)+a_l\left(2N_t\right)a_l^{*}\left(2N_t\right)+...a_l\left({N_t}^2\right)a_l^{*}\left({N_t}^2\right))m_{N_t}\left(N_t\right)$

其中，l＝1，...，N_t。

由条件(6-a)得，

$\left(\begin{array}{c}{a}_l\left(i\right)a_l^{*}\left(i\right)+a_l(N_t+i)a_l^{*}(N_t+i)+...a_l({N_t}^2-N_t+i)a_l^{*}({N_t}^2-N_t+i)=1\\ a_l\left(i\right)a_l^{*}\left(j\right)+a_l(N_t+i)a_l^{*}(N_t+j)+...a_l({N_t}^2-N_t+i)a_l^{*}({N_t}^2-N_t+j)=0\end{array}\right),i\ne j$

则$m_1=m_2=...=m_{N_t}.$

至此，可证明式对角线元素相同，即证明可以得到定理结论：在满足条件(6-a)和(6-b)的前提下，各个符号的MMSE检测后SINR相同。

已知编码扩散矩阵约束条件，在基于Clifford代数的完备正交基中验证，得到结论：Clifford完备正交基恰好满足约束条件(6-a)和(6-b)。以下给出基于Clifford代数的完备正交基获取方法，并由此给出不同天线数的编码方式。

完备正交基数量：

对于2^L×2^L复数矩阵，其完备正交基为2^2L＝(2^L)²个正交矩阵构成，经验证，全部符合MMSE最优编码的扩散矩阵条件，即可以得到复用速率传输的编码结构。

对于不同维度N×N(N＝2^L)的Clifford正交基矩阵构成方法：

首先定义初始矩阵：

${\alpha }_1=\left(\begin{array}{cc}0& 1\\ -1& 0\end{array}\right),$${\alpha }_2=\left(\begin{array}{cc}0& j\\ j& 0\end{array}\right)$和${\alpha }_3=\left(\begin{array}{cc}1& 0\\ 0& -1\end{array}\right)$

而后，Clifford代数矩阵可以表示为Cliff_2K-2，其完整表示为过渡矩阵：

...

...

完备正交基的获取方法：

各正交基由Cliff_2L的2L个基本代数矩阵C₁～C_2K-2、单位阵以及它们的乘积获得。

由此可见，从上述结论可以推得由任意配置2^L根发送天线的传输系统都可以设计出相应的MMSE最优编码。

具体构造方法以两天线和四天线为例说明(其他维度不再赘述)，具体如下：

1、两天线编码形式：

首先，基于Clifford代数矩阵获得两天线编码的扩散矩阵，如下A₁～A₄。

$A_1=\frac{1}{\sqrt{2}}{I}_2=\frac{1}{\sqrt{2}}\left(\begin{array}{cc}1& 0\\ 0& 1\end{array}\right),$$A_2=\frac{1}{\sqrt{2}}{\alpha }_1=\frac{1}{\sqrt{2}}\left(\begin{array}{cc}0& 1\\ -1& 0\end{array}\right),$

$A_3=\frac{1}{\sqrt{2}}{\alpha }_2=\frac{1}{\sqrt{2}}\left(\begin{array}{cc}0& j\\ j& 0\end{array}\right),$$A_4=\frac{1}{\sqrt{2}}{\alpha }_1\times {\alpha }_2=\frac{1}{\sqrt{2}}\left(\begin{array}{cc}j& 0\\ 0& -j\end{array}\right)$

其中，保证天线归一化，从而得到两天线的编码形式：

$X_2=\frac{1}{\sqrt{2}}\left(\begin{array}{cc}{x}_1+j{x}_4& x_2+j{x}_3\\ -x_2+j{x}_3& x_1-j{x}_4\end{array}\right)---\left(9\right)$

由式(3)得其等效信道形式为

$H_{\mathrm{eq}}=\left(\begin{array}{cccc}{h}_{11}& -h_{12}& {\mathrm{jh}}_{12}& {\mathrm{jh}}_{11}\\ h_{21}& -h_{22}& {\mathrm{jh}}_{22}& {\mathrm{jh}}_{21}\\ h_{12}& h_{11}& {\mathrm{jh}}_{11}& -{\mathrm{jh}}_{12}\\ h_{22}& h_{21}& {\mathrm{jh}}_{21}& {-\mathrm{jh}}_{22}\end{array}\right)---\left(10\right)$

2、四天线编码形式：

为得到四天线编码的扩散矩阵，首先定义过渡矩阵C₁～C₄，

$C_1=\left(\begin{array}{cccc}0& 1& 0& 0\\ -1& 0& 0& 0\\ 0& 0& 0& 1\\ 0& 0& -1& 0\end{array}\right),$$C_2=\left(\begin{array}{cccc}0& j& 0& 0\\ j& 0& 0& 0\\ 0& 0& 0& j\\ 0& 0& j& 0\end{array}\right),$$C_3=\left(\begin{array}{cccc}0& 0& 1& 0\\ 0& 0& 0& -1\\ -1& 0& 0& 0\\ 0& 1& 0& 0\end{array}\right),$$C_4=\left(\begin{array}{cccc}0& 0& j& 0\\ 0& 0& 0& -j\\ j& 0& 0& 0\\ 0& -j& 0& 0\end{array}\right)$

进一步地，扩散矩阵具体为：

$A_1=\frac{1}{2}{C}_1=\frac{1}{2}\left(\begin{array}{cccc}0& 1& 0& 0\\ -1& 0& 0& 0\\ 0& 0& 0& 1\\ 0& 0& -1& 0\end{array}\right),$$A_2=\frac{1}{2}{C}_2=\frac{1}{2}\left(\begin{array}{cccc}0& j& 0& 0\\ j& 0& 0& 0\\ 0& 0& 0& j\\ 0& 0& j& 0\end{array}\right),$

$A_3=\frac{1}{2}{C}_3=\frac{1}{2}\left(\begin{array}{cccc}0& 0& 1& 0\\ 0& 0& 0& -1\\ -1& 0& 0& 0\\ 0& 1& 0& 0\end{array}\right),$$A_4=\frac{1}{2}{C}_4=\frac{1}{2}\left(\begin{array}{cccc}0& 0& j& 0\\ 0& 0& 0& -j\\ j& 0& 0& 0\\ 0& -j& 0& 0\end{array}\right),$

$A_5=\frac{1}{2}{I}_4=\frac{1}{2}\left(\begin{array}{cccc}1& 0& 0& 0\\ 0& 1& 0& 0\\ 0& 0& 1& 0\\ 0& 0& 0& 1\end{array}\right),$$A_6=\frac{1}{2}{C}_1\times C_2=\frac{1}{2}\left(\begin{array}{cccc}j& 0& 0& 0\\ 0& -j& 0& 0\\ 0& 0& j& 0\\ 0& 0& 0& -j\end{array}\right),$

$A_7=\frac{1}{2}{C}_1\times C_3=\frac{1}{2}\left(\begin{array}{cccc}0& 0& 0& -1\\ 0& 0& -1& 0\\ 0& 1& 0& 0\\ 1& 0& 0& 0\end{array}\right),$$A_8=\frac{1}{2}{C}_1\times C_4=\frac{1}{2}\left(\begin{array}{cccc}0& 0& 0& -j\\ 0& 0& -j& 0\\ 0& -j& 0& 0\\ -j& 0& 0& 0\end{array}\right),$

$A_9=\frac{1}{2}{C}_2\times C_3=\frac{1}{2}\left(\begin{array}{cccc}0& 0& 0& -j\\ 0& 0& j& 0\\ 0& j& 0& 0\\ -j& 0& 0& 0\end{array}\right),$$A_{10}=\frac{1}{2}{C}_2\times C_4=\frac{1}{2}\left(\begin{array}{cccc}0& 0& 0& 1\\ 0& 0& -1& 0\\ 0& 1& 0& 0\\ -1& 0& 0& 0\end{array}\right),$

$A_{11}=\frac{1}{2}{C}_3\times C_4=\frac{1}{2}\left(\begin{array}{cccc}j& 0& 0& 0\\ 0& j& 0& 0\\ 0& 0& -j& 0\\ 0& 0& 0& -j\end{array}\right),$$A_{12}=\frac{1}{2}{C}_1\times C_2\times C_3=\frac{1}{2}\left(\begin{array}{cccc}0& 0& j& 0\\ 0& 0& 0& j\\ -j& 0& 0& 0\\ 0& -j& 0& 0\end{array}\right),$

$A_{13}=\frac{1}{2}{C}_1\times C_2\times C_4=\frac{1}{2}\left(\begin{array}{cccc}0& 0& -1& 0\\ 0& 0& 0& -1\\ -1& 0& 0& 0\\ 0& -1& 0& 0\end{array}\right),$$A_{14}=\frac{1}{2}{C}_1\times C_3\times C_4=\frac{1}{2}\left(\begin{array}{cccc}0& j& 0& 0\\ -j& 0& 0& 0\\ 0& 0& 0& -j\\ 0& 0& j& 0\end{array}\right),$

$A_{15}=\frac{1}{2}{C}_2\times C_3\times C_4=\frac{1}{2}\left(\begin{array}{cccc}0& -1& 0& 0\\ -1& 0& 0& 0\\ 0& 0& 0& 1\\ 0& 0& 1& 0\end{array}\right),$$A_{16}=\frac{1}{2}{C}_1\times C_2\times C_3\times C_4=\frac{1}{2}\left(\begin{array}{cccc}-1& 0& 0& 0\\ 0& 1& 0& 0\\ 0& 0& 1& 0\\ 0& 0& 0& -1\end{array}\right)$

从而得到四天线编码形式：

$X_4=\frac{1}{2}\left(\begin{array}{cccc}{x}_5+j{x}_6+{\mathrm{jx}}_{11}-x_{16}& x_1+{\mathrm{jx}}_2+{\mathrm{jx}}_{14}-x_{15}& x_3+j{x}_4+{\mathrm{jx}}_{12}-x_{13}& -x_7-{\mathrm{jx}}_8-{\mathrm{jx}}_9+x_{10}\\ -x_1+{\mathrm{jx}}_2-{\mathrm{jx}}_{14}-x_{15}& x_5-{\mathrm{jx}}_6+{\mathrm{jx}}_{11}+x_{16}& -x_7-j{x}_8+{\mathrm{jx}}_9-x_{10}& -x_3-{\mathrm{jx}}_4+{\mathrm{jx}}_{12}-x_{13}\\ -x_3+{\mathrm{jx}}_4-{\mathrm{jx}}_{12}-x_{13}& x_7-{\mathrm{jx}}_8+{\mathrm{jx}}_9+x_{10}& x_5+{\mathrm{jx}}_6-{\mathrm{jx}}_{11}+x_{16}& x_1+j{x}_2+{\mathrm{jx}}_{14}+x_{15}\\ x_7-{\mathrm{jx}}_8-{\mathrm{jx}}_9-x_{10}& x_3-{\mathrm{jx}}_4-{\mathrm{jx}}_{12}-x_{13}& -x_1+{\mathrm{jx}}_2-{\mathrm{jx}}_{14}+x_{15}& x_5-{\mathrm{jx}}_6-{\mathrm{jx}}_{11}-x_{16}\end{array}\right)---\left(11\right)$

进一步的，可以推出基于Clifford代数的维度为2^L的正交基矩阵集合，共有2^2L个，可以构成八天线的MMSE检测最优编码形式。

下面再对单流自适应调制编码传输方案进行阐述：

当系统采用依据本发明方法中的编码方案获得的MMSE最优编码进行传输时，通过对等效信道的计算可得到如下结论：不同传输符号的检测后信噪比是相同的，即经历各个天线传输的符号性能完全相同。

图5是本发明的基于MMSE检测最优编码的多天线传输系统的整体传输框图，若是在频分双工(FDD)闭环传输系统中，发送端通过获得接收端反馈的信道信息通过等效信道构造方法获取等效信道，进而确定传输调制编码方式，在使用本发明所述的编码形式时，因为每符号传输性能完全一致，所以可以用统一的速率控制策略处理。若是在时分双工(TDD)系统中，发送端可以通过信道互易性得到传输信道信息，进而获得等效信道矩阵，并可以由此确定单流调制编码方式。

图6是本发明的基于MMSE检测最优编码的多天线传输系统中作为发送端的基站模型示意图。如图6所示，这里以下行传输链路为例，本发明的传输系统包括传输策略以及所对应的作为发送端的基站及作为接收端的用户终端。其中，作为发送端的基站构成模型，包括信道提取模块、自适应调制编码模块、信道编码模块、调制模块、空时编码模块和发送模块。其中，

所述信道提取模块对于FDD系统，该模块具有提取接收端反馈信道信息的功能，对于TDD系统，该模块具有从上行信道探测结果中提取信道信息的功能。

所述自适应调制编码模块为自适应传输的核心模块，从信道提取模块中提取信道信息，进行等效信道矩阵构造，继而具有计算单流检测后信干噪比的功能，并具有由吞吐量最大原则选择调制编码方式(MCS)的功能。

所述信道编码模块和调制模块，根据所述自适应调制编码模块中确定的MCS信息进行相应操作。

所述空时编码模块，利用确定的编码形式进行空时处理最后通过发送模块将符号从不同物理天线上发送出去。

相应地，本发明传输系统中作为接收端的用户终端，其模型构成如图7所示，其主要包括信道反馈模块(FDD系统)、等效信道构造模块、MMSE线性检测模块和解调译码模块。其中，

所述信道反馈模块(假设用于FDD系统)适用于FDD系统，用于将接收端信道估计以后获得的信道信息通过闭环反馈方式向发送端发送。

所述等效信道构造模块根据公式(3)通过信道估计获得的信道矩阵构造出如式(2)的等效信道矩阵。

所述MMSE检测模块，利用等效信道矩阵进行MMSE线性检测。

所述调制解调模块，完成由检测后的符号到对发送比特信息估计的处理功能。

在其它实施例中，也可以将自适应调制编码模块设置于接收端，从而由接收端来完成MCS的选择，此时，需要设置一MCS反馈模块，用于将自适应调制编码模块所选择的MCS反馈给发送端，由发送端进行编码。

本发明的基于低复杂度自适应传输的多天线传输方法及系统，与传统复用传输系统V-BLAST和H-BLAST相比，该基于MMSE最优编码的传输系统在传输过程中，使用一个编码器产生数据流，而后通过空时编码处理从不同天线发送出去，可以认为每个系统比特都经历所有的传输天线，所以具有信道编码且码率较低情况下的系统传输会获得明显分集增益，不仅相对于H-BLAST系统有分集增益，相对于V-BLAST系统而言，分集增益也十分明显。同时，因为不同符号可以获得相同的检测后SINR，因此可以通过自适应调制编码算法得到统一的MCS，进而控制发送端单个编码器的操作。相比于此，V-BLAST系统下经历不同天线的数据获得不同的检测后SINR，如果进行自适应传输需要对不同流的检测后新干噪比进行相应的合并操作，复杂度较高，而且准确度也有所损失；H-BLAST系统可以通过每天线速率控制对经历不同天线的数据流分别进行AMC操作，但是其复杂度随天线数的增多而明显提高。

本发明提出的基于MMSE线性检测性能最优空时编码方案，其编码由基于Clifford代数的完备正交基矩阵集合构成，编码形式清晰简单，系统接收端统一使用等效信道MMSE线性接收机。在配置N_t根发送天线的系统中(接收天线N_r≥N_t)以传输速率为N_t的复用速率传输。通过对该编码等效信道进行分析得到结论，使用该编码的传输方案进行MMSE检测后信噪比对于不同的传输符号是相同的，这样就可以在一个编码数据流的前提下准确地应用自适应编码调制模块传输，相比于V-BLAST系统而言，AMC操作不需要对各个传输流做检测后信噪比合并，相比于基于H-BLAST的每天线自适应速率控制(PARC)系统而言本传输方案只需要做一次自适应速率控制操作，系统运算复杂度大大降低。

以上所述实施例仅是为充分说明本发明而所举的较佳的实施例，本发明的保护范围不限于此。本技术领域的技术人员在本发明基础上所作的等同替代或变换，均在本发明的保护范围之内。本发明的保护范围以权利要求书为准。