一种基于盲检测的3G数字直放站回波干扰抵消方法

摘要

本发明公开了一种基于盲检测的3G数字直放站回波干扰抵消方法，将除回波信道之外的信道、回波信道等效为一个IIR信道w(n)；回波信道是指信号直放站发射天线回到直放站接收天线的信道；在直放站内设置一横向均衡器；将发射序列x(n)经过IIR信道、加入高斯噪声n(n)后，得到IIR信道输出序列y(n)，IIR信道输出序列y(n)接入到均衡器输入端；通过常数模CMA算法更新均衡器抽头系数，将直放站接收信号通过均衡器进行滤波处理。本发明有益的效果：本发明将信道、回波信道等效为一个IIR信道，在直放站内设置一均衡器，均衡器采用横向滤波器结构，均衡器抽头系数通过常数模算法更新。均衡器输出序列经过直放站发射天线发射出去。本发明的有益效果是，抑制回波干扰，降低码间干扰。

说明书

技术领域

本发明属于无线通信中的信号处理领域，涉及一种基于盲检测的3G数字直放站的回波干扰抵消方法。该方法能应用于WCDMA、TD-CDMA、CDMA2000制式数字直放站中抑制回波干扰、降低码间干扰。

背景技术

直放站是无线通信传输过程中用于增强信号的一种无线电发射中转设备，基本功能就是一个射频信号功率增强器。主要由接收天线、信号处理设备、发射天线组成。为了减小产品体积，收发天线常常放置在一起(或距离很近)。只存在天线方向角的不同，因此，直放站可能存在回波干扰问题，即直放站的接收天线会接收到其转发天线所发送的经过放大的信号，干扰和期望信号的叠加信号会再次被送进功放，再进行放大转发，干扰信号的强度会一直累加，最终使直放站无法正常工作。目前采用的回波消除方案有，调整收发天线的隔离度、控制直放站的增益、回波干扰抵消等方法。然而通过调整收发天线隔离度、控制直放站增益方法不能从根本上解决无线信道时变特征。自适应回波干扰抵消方法，不仅浪费系统资源、增加硬件成本，而且收敛速度慢，稳态误差大。

发明内容

为了克服现有抑制回波干扰的缺点，更好的抑制回波干扰，本发明提供了一种基于盲检测的3G数字直放站回波干扰抵消方法，该方法能够抑制WCDMA、TD-CDMA、CDMA2000制式数字直放站回波干扰，能够降低因信道有限带宽带来的码间干扰。

本发明解决其技术问题所采用的技术方案。这种基于盲检测的3G数字直放站回波干扰抵消方法，将除回波信道之外的信道、回波信道等效为一个IIR信道w(n)；回波信道是指信号直放站发射天线回到直放站接收天线的信道；在直放站内设置一横向均衡器；将发射序列x(n)经过IIR信道、加入高斯噪声n(n)后，得到IIR信道输出序列y(n)，其中n为时间序列；将IIR信道输出序列y(n)接入到均衡器输入端；通过常数模CMA算法更新均衡器抽头系数，将直放站接收信号通过均衡器进行滤波处理。

作为优选，在直放站内设置一横向均衡器，横向均衡器阶数在保证系统硬件能够实现前提下，取较大值，均衡器抽头系数采用中心抽头初始化，即：设均衡器h(n)抽头阶数为2*L+1，第L抽头系数初始化为1，其余抽头系数初始化为0。

作为优选，通过常数模CMA算法更新均衡器抽头系数；将直放站接收信号通过用常数模算法更新抽头系数的均衡器进行滤波处理，包括以下步骤：

1)将均衡器输入端序列y(n)，与均衡器h(n)做滤波运算，得到均衡器输出端序列：

$\left(n\right)=\underset{l=-L}{\overset{L}{\Sigma }}(n,l)y(n-l)h^H\left(n\right)y\left(n\right);$

2)计算误差函数值：e(n)＝|z(n)|²-R²；

3)对均衡器抽头系数进行更新：h(n+1)＝h(n)-μe(n)y(n)z(n)，其中μ为步长因子；

4)返回到1)步重复执行。

作为优选，R²取值采用此式，R²＝E{|x⁴(n)|}/E{|x²(n)|}x(n)为信源发射序列。

本发明有益的效果：本发明将信道(除回波信道之外的信道)、回波信道(信号直放站发射天线回到直放站接收天线的信道)等效为一个IIR信道，在直放站内设置一均衡器，均衡器采用横向滤波器结构，均衡器抽头系数通过常数模算法更新。均衡器输出序列经过直放站发射天线发射出去。本发明的有益效果是，抑制回波干扰，降低码间干扰。

附图说明

图1：具有回波干扰的直放站信道等效图；

图2：本发明原理图；

图3：实施例1仿真结果图，调制信号为BPSK，(a)：理想信号图；(b)：均衡器输入信号图；(c)：常数模算法学习曲线；(d)均衡器输出信号图。

图4：实施例2仿真结果图，调制信号为QPSK，(a)：理想信号图；(b)：均衡器输入信号图；(c)：常数模算法学习曲线；(d)均衡器输出信号图。

图5：实施例3仿真结果图，调制信号为8PSK，(a)：理想信号图；(b)：均衡器输入信号图；(c)：常数模算法学习曲线；(d)均衡器输出信号图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明作进一步说明：

发射信号经过无线信道，到达直放站，从信宿端看将信号流向信宿的前向信道等效为FIR信道，将信号流向信源的后向信道等效为IIR信道，如附图1，我们可以将前向信道(除回波信道之外的信道)、回波信道(信号直放站发射天线回到直放站接收天线的后向信道)等效为一个IIR信道。如附图1所示。在直放站后端加入信道均衡器，通过设计该均衡器，完成IIR信道均衡，进而抑制回波干扰，降低码间干扰。如附图2。

横向滤波器具有稳定的特性，均衡器采用横向滤波器结构，由于信道采用IIR信道模型，横向滤波器抽头阶数应该在满足硬件要求条件下保持足够高。均衡器抽头阶数取2*L+1，第L抽头系数初始化为1，其余抽头系数初始化为0，即中心抽头初始化。

图2中，{x(n)}是发射信号序列；{w(n)}是信道的冲击响应；{n(n)}是高斯白噪声序列；{y(n)}是均衡器的输入序列；{h(n)}是均衡器权系数向量，长度为2L+1，L取正整数，‘^*’表示共轭；{z(n)}是均衡器的输出序列；{e(n)}是常数模算法误差项。令y(n)＝[y(n+L)，…，y(n-L)]^T，h(n)＝[h(n-L)，…，h(n+L)]^T，‘^T’表示转置。用表示卷积，发送序列经过IIR信道后输出得：

$y\left(n\right)=x\left(n\right)\otimes w\left(n\right)+n\left(n\right)$

该信号进入输入均衡器输入端，与均衡器进行滤波运算，得到：

$z\left(n\right)=\underset{l=-L}{\overset{L}{\Sigma }}h(n,l)y(n-l)=h^H\left(n\right)y\left(n\right),$

对于CMA，误差函数：

e(n)＝|z(n)|²-R²

式中，通过CMA的代价函数J＝E{(|z(n)|²-R²)²}得到CMA中均衡器权向量的更新函数：

h(n+1)＝h(n)-μe(n)y(n)z^*(n)

式中，μ为迭代因子，均衡的抽头系数通过常数模算法不断更新，对均衡器输入信号进行滤波处理，抑制回波干扰，降低码间干扰，最终恢复出有用信号。

实施详细步骤如下：

1)将信道(除回波信道之外的信道)、回波信道(信号直放站发射天线回到直放站接收天线的信道)等效为一个IIR信道w(n)；

2)在直放站内设置一均衡器，均衡器h(n)抽头阶数取2*L+1，均衡器抽头采用中心抽头初始化，即：第L抽头系数初始化为1，其余抽头系数初始化为0，由于信道等效为IIR信道，在满足硬件条件下，L取较大值；

3)计算常数模算法模值：R²＝E{|x⁴(n)|}/E{|x²(n)|}；

4)将发射序列x(n)经过IIR信道、加入高斯噪声n(n)后，得到IIR信道输出序列y(n)，其中n为时间序列，下同；

5)将IIR信道输出序列y(n)接入到均衡器输入端；

6)将5)均衡器输入端序列y(n)，与均衡器h(n)做滤波运算，得到均衡器输出端序列：

$z\left(n\right)=\underset{l=-L}{\overset{L}{\Sigma }}h(n,l)y(n-l)=h^H\left(n\right)y\left(n\right);$

7)计算误差函数值：e(n)＝|z(n)|²-R²；

8)对均衡器抽头系数进行更新：h(n+1)＝h(n)-μe(n)y(n)z(n)，其中μ为步长因子，μ取值影响常数模算法的收敛速度和稳态误差。要求低稳态误差时，可取μ较小值，要求快收敛速度时，可取μ较大值；要求较低稳态误差、快收敛速度时，可取μ为关于误差函数e(n)的函数u(n)＝f(e(n))，在收敛初期，u(n)较大，后期u(n)较小；

9)返回到5)步重复执行。

实施示例1调制信号为BPSK

发射信号为3G调制信号BPSK，信道采用具有十条回波路径的传输函数信噪比为25dB，均衡器抽头阶数41，中心抽头初始化；常数模算法步长μ＝1×10^-3。

实施示例2调制信号为QPSK

发射信号为3G调制信号QPSK，信道采用具有十条回波路径的传输函数信噪比为25dB，均衡器抽头阶数41，中心抽头初始化；常数模算法步长μ＝1×10^-3。

实施示例3调制信号为8PSK

发射信号为3G调制信号8PSK，信道采用具有十条回波路径的传输函数信噪比为25dB，均衡器抽头阶数41，中心抽头初始化；常数模算法步长μ＝1×10^-3。

除上述实施例外，凡采用等同替换或等效变换形成的技术方案，均落在本发明要求的保护范围。