具有跨失能力的双级矩阵变换器的交流调速系统

摘要

本发明提供了一种具有跨失能力的双级矩阵变换器的交流调速系统，其特征在于，由三相电源、滤波电路、三相PWM整流电路、跨失电路、PWM逆变电路和感应电机依次连接而成；所述的跨失电路由跨失电路主电路和跨失电路的控制电路组成。它是在现有的双级矩阵变换器中间直流箝位电路的基础上增添一些辅助元器件而构成的跨失电路。该跨失电路硬件电路包括三个IGBT、三个二极管、一个电感和一个电容。本发明可以在保持双级矩阵变换器驱动系统系能的同时，使系统能够在电网电压跌落时仍然正常工作。

说明书

技术领域

本发明属于交流调速技术领域，涉及一种具有跨失能力的双级矩阵变换器的交流调速系统。

技术背景

矩阵变换器是近十年来电力电子领域里的研究热点，它具有很多优良特性，能量可以双向流通、输入输出电流正弦、输入功率因数可控，且无需大容量的贮能元件、结构紧凑、体积小。特别是在单级矩阵变换器基础上发展起来的双级矩阵变换器，它不仅具备了单级矩阵变换器的优良特性，而且克服了单级矩阵变换器存在的钳位电路庞大，换流控制复杂等不足，成为目前最有发展潜力的一种电力变换器。在众多应用场合中，矩阵变换器在交流调速中是最有应用前景的，这是由双级矩阵变换器本身特点以及交流调速的广泛应用所决定的。但是，由现有的双级矩阵变换器结构以及感应电机构成的交流调速系统在现阶段并没有得到工业上的实际应用，很大一部分原因是受到双级矩阵变换器本身电路结构和实际应用中电网波动限制。而在众多类型的电网波动中，电压跌落是最为常见的一种，并且是对交流调速系统影响最为频繁的一种，为解决抑制电网电压跌落的影响，需要改变双级矩阵变换器电路结构或增加一些辅助电路才能使得由双级矩阵变换器构成的交流调速系统能承受电网的波动。

电压跌落，是指在某一时刻电压的幅值突然偏离正常工作范围，经很短的一段时间后又恢复到正常水平的现象。根据IEEE 1159-1995在电力质量监控中推荐的标准对电压跌落特征量的界定范围是电压减小幅度为幅值标么值的10％-90％，持续时间为半个周期到一分钟。通常情况下，电压跌落维持时间在几秒钟范围内，不会对设备产生损坏，但是对交流调速这样对电网扰动十分敏感的负载却带来很大的影响。对于传统的交流调速系统，已经有很多的科学工作者对此进行研究并给出了实际可行的方案，从而使得交流调速系统得到广泛应用。但对于还在发展中的由双级矩阵变换器构成的，具有克服电压跌落，即具有跨失能力的交流调速系统还未曾见有所报导。

发明内容

本发明的目的是提出一种具有跨失能力的双级矩阵变换器的交流调速系统，该具有跨失能力的双级矩阵变换器的交流调速系统能克服电压跌落，具有跨失能力。

本发明的技术解决方案如下：

一种具有跨失能力的双级矩阵变换器的交流调速系统，其特征在于，由三相电源、滤波电路、三相PWM整流电路、跨失电路、PWM逆变电路和感应电机依次连接而成；所述的跨失电路由跨失电路主电路和跨失电路的控制电路组成；

跨失电路主电路包括：

连接三相PWM整流电路直流端正极和PWM逆变电路直流端正极的二极管、第一IBGT，二极管与第一IBGT并联；

与三相PWM整流电路直流端并联的第一支路：连接三相PWM整流电路输出端正极的电感串联一对二极管、第二IGBT再接三相PWM整流电路输出端负极；二极管与第二IGBT并联；

与PWM逆变电路直流端并联的第二支路：连接PWM逆变电路直流端负极的电容串联一对二极管、第三IGBT再接PWM逆变电路的直流端正极；

在电感和电容的正极之间接有一个二极管；

跨失电路的控制电路为两输入三输出的组合电路：两输入分别为三相输入电源和跨失电路的输出电压，三输出分别连接跨失电路主电路中的第一IBGT、第二IGBT和第三IGBT的触发端。

所述的跨失电路的控制电路为：

交流电压互感器的输入端接三相电源电压，输出端接虚拟整流器，虚拟整流器的输出端接第一比较器和第二比较器的第一输入端；

期望整流输出电压信号接第一比较器的第二输入端、锯齿波发生器的输入端以及第三比较器的第一输入端；锯齿波发生器的输出端接第二比较器的第二输入端；直流电压霍尔传感器的输入端接跨失电路的输出电压，直流电压霍尔传感器的输出端接第三比较器的第二输入端；

第一比较器的一输出直接接第一IGBT的驱动单元，另一输出接非门后再接第三IGBT的驱动单元；

与门的2个输入端分别接第二比较器和第三比较器的输出端；与门的输出端接第二IGBT的驱动单元。

有益效果：

该具有跨失能力的双级矩阵变换器的交流调速系统由于采用了跨失电路，跨失电路是在现有的双级矩阵变换器中间直流箝位电路的基础上增添一些辅助元器件而构成的。该跨失电路硬件电路包括三个IGBT、三个二极管、一个电感和一个电容。当电网电压出现跌落时，跨失电路发挥作用，通过泵升PWM整流电路输出的电压，保障逆变级维持期望的输入电压，使系统能够在电网电压跌落时仍然正常工作。

附图说明

图1为由现有双级矩阵变换器构成的交流调速系统结构示意图；

图2为由双级矩阵变换器基本结构和跨失电路构成的交流调速系统结构示意图；

图3为跨失电路中控制单元的结构示意图。

具体实施方式

以下将结合图和具体实施过程对本发明做进一步详细说明：

实施例1：

如图1，图1描述的为由双级矩阵变换器构成的交流调速系统，它由三相电源1、滤波电路2、三相PWM整流电路3、箝位电路41、PWM逆变电路5和感应电机6组成。

很明显，与传统交流调速系统不同的是，它的整流级的三相每相上下桥臂都是由两个IGBT和两个二极管34耦合而成，构成电流可以双向流通的电路；中间直流端连接整流级和逆变级的为由一个电容8和一个二极管35组成的箝位电路41。此外，它还多了与三相电源16连接的由三相电容18和电感17组成的输入滤波器。由于中间缺少了大电容和电感，系统显得紧凑，事实上相比于传统的交流调速系统，它不光具有输入输出性能上的多种优点，而且高的功率密度比也是它的一大特点。

尽管如此，由于它中间缺少了大电容，PWM逆变电路的输出电压直接受输入电网电压影响。当输入电压有扰动时，直接反映在输出电压，造成系统性能恶化。当电压跌落时，整流级按照PWM整流原理进行整流，此时整流级输出整流电压减小；而逆变级仍然按照正常情况下进行空间矢量调制，但是由于此时可利用的直流电压小于正常情况时的值，因此逆变级不仅仅输出电压减小，而且可能导致输出电流的畸变。因此，为了安全度过电压跌落时段，需要对电路拓扑结构进行改正。

图2：为加入了跨失电路4的双级矩阵变换器构成的交流调速系统的结构示意图。跨失电路4代替了原来的图1中的箝位电路41，仔细比较可知，跨失电路4中仍然包含箝位电路。跨失电路4由跨失电路主电路19和跨失电路的控制电路组成：跨失电路主电路19由串联整流级和逆变级的一对二极管20、第一IBGT12，与整流级并联的一条支路：连接直流端正极的电感7串联一对二极管21、第二IGBT13再串联直流端负极，与逆变级并联的一条支路：连接直流端负极的电容8串联一对二极管22、第三IGBT14再串联直流端正极，连接两条支路的电感7、电容8的一个二极管15组成；跨失电路的控制电路为两输入三输出的组合电路：两输入分别为三相输入电源9和跨失电路输出电压10，三输出11分别连接跨失电路主电路19中的三个IGBT，根据系统的功率不同，跨失电路中的IGBT、二极管、电感和电容不同，对于小功率场合，系统连接三相市电时，跨失电路4中的电感7可选为200uH，而电容8可选为30uF，这样的电容电感体积不是很大，对实际系统的体积影响不大。

当三相电源16正常时，串联整流级和逆变级的第一IGBT12一直处于导通状态，使得能量能够从逆变级流向整流级，与此同时由于与它反向并联的二极管20的作用，能量也能够从整流级流向逆变级，从而保证了能量的双向流通；与此同时，电感7的第二IGBT13和电容8的第三IGBT14都一直处于断开状态，这样电容8的二极管22和电容8仍然形成图1中的箝位电路41；此时，系统的工作状态和图1中的由现有双级矩阵变换器构成的交流调速系统工作状态相同。

当三相电源发生扰动，输出电压发生跌落时，串联整流级和逆变级的第一IGBT12处于断开状态，此时由于二极管20阴极电压高于阳极电压，因此整流级和逆变级之间没有直接的能量传递；与此同时，与电容8串联的第三IGBT14一直处于导通状态，使得能量能够由电容8传递到逆变级；此时，与电感7串联的第二IGBT13在开通与断开两种状态之间高速变化：当它处于导通状态时，电流通过整流级上桥臂再通过电感流向整流级下桥臂，此时电感7能储存一定的能量，而电容8则在此时通过第三IGBT14为逆变级提供能量；当它处于断开状态时，电流通过电感7和电容8之间的二极管15续流，此时电感7上储存的能量转移到电容8上，这样，通过适当控制第二IGBT13就能够使得在电压跌落过程中，电容8能够维持期望的逆变级期望的输入电压。

三个IGBT的驱动信号是由跨失控制单元提供的，跨失控制单元输入信息来源于跌落辨识单元的和跨失主电路输出电容电压后者具有两个输入端，一旦检测到电压跌落，则输出相应驱动信号控制三个IGBT的开通与断开，跨失控制单元的另一个作用是同时输出跨失力矩给定，以提高跨失能力。

图3表示的是跨失控制单元的基本原理框图。交流电压互感器23的输入为三相电源电压9，将高电压转换成低电压信号输出给虚拟整流器24，虚拟整流器24的功能类似实际三相PWM整流器，都是将三相交流信号整流成直流信号，它们的数学模型是一样的，都是其中u_dc为整流输出的直流电压，为标量，为整流占空比矢量，它是按照正常工作时三相PWM整流器的电流空间矢量调制策略确定的，为整流输入的电压矢量，其中实际三相PWM整流器的为滤波电路中的三相电容18上的电压合成的电压矢量，而虚拟整流器的输入电压为交流电压互感器23检测得到的三相电容18上的三相电压合成的电压矢量，二者之间存在倍数关系，而且最重要的区别是，对于实际三相PWM整流器，占空比矢量是通过实际调制来实现的，而虚拟整流器24仅仅为纯数学的运算，计算得到的结果即为虚拟整流器24的输出电压u_dc，这样虚拟整流器24得出的为与实际整流级的输出电压成正比的值；锯齿波发生器25的输入为期望的整流输出电压，即电压正常情况下的整流级3的输出电压，此时输入的期望输出电压范围与交流电压互感器23输出电压经整流后的范围一致，作为锯齿波发生器25的幅值，锯齿波发生器25的频率可以根据实际需求确定，电网电压跌落时，锯齿波发生器25的频率就是跨失电路的PWM调制频率，而跨失电路4工作时为一个Boost电路，按照设计Boost电路的一般要求，同时考虑到PWM逆变电路实际调制时在一个PWM周期中分两段调制的特点，可以低于一般Boost电路设计的频率，选10K-30K即可满足要求；虚拟整流器24输出和锯齿波发生器25输出作为第二第二比较器28的输入，当虚拟整流器24输出高于锯齿波发生器25输出时，第二比较器28输出为高电平，反之则输出低电平。这样当发生电压跌落时，锯齿波发生器25在一个周期内的输出从零增加到期望幅值，第二比较器28输出的高低电平在一个周期内各维持一段时间。当电压正常时，虚拟整流器24的输出等于锯齿波发生器25输出，因而第二比较器28输出低电平。第二比较器28的输出接与门30的一端。当虚拟整流级24输出和期望整流输出电压作为第一比较器27的输入，当前者等于后者时，第一比较器27输出为高电平，反之输出低电平，第一比较器27的一输出直接接IGBT12的第二驱动单元32，另一输出接非门34后再接第三IGBT14的第一驱动单元31。

与门30的另一输入为第三比较器29的输出，第三比较器29的两输入分别为期望的整流级3输出电压和跨失电路4的输出电压10，后者10经直流电压霍尔传感器26后已转换成与期望整流输出电压范围相同的电压值；当跨失电路4的输出电压10高于期望整流输出电压时，第三比较器29输出为低电平，反之输出为高电平。与门30的输出接IGBT13的第三驱动单元33。这样，当电压跌落时，并且跨失电路4输出电压10，即逆变级5输入电压9低于期望整流级输出电压时，一个锯齿波周期内与门30输出为高电平和低电平；其他情况，与门30输出的始终为低电平。和与门30输出高低电平对应的是第二IGBT13的导通与关断。

上述对本发明进行了详述，但是需要申明的一点是，本发明中的跨失电路4主电路19是基础，虽然上面给出了它的控制单元，但这仅仅只是一种控制方案，对跨失电路4主电路19的控制可以与对双级矩阵变换器的控制结合起来进行，即控制方法不是唯一的。