用于临界连续电流模式的无桥功率因数校正电路及其方法

摘要

本发明公开了一种无桥功率因数校正电路及其控制方法。该电路包含一可双向流动电流的开关模组、一电感，一辅助绕组，耦合于该电感，且产生一感测信号，其中该感测信号用于产生一电感电流检测信号，且当该电感电流检测信号的一值为一预设值时，导通该可双向流动电流的开关模组。

说明书

技术领域

本发明涉及一种用于临界连续电流模式(Critical Continuous CurrentMode)的无桥功率因数校正电路(Bridgeless PFC Circuit)及其控制方法，可用以解决无桥PFC的临界连续电流模式的控制问题。

背景技术

传统的升压型(Boost)PFC电路中整流桥损耗成为整个开关电源的主要损耗之一。随着对转换效率的要求提高，由传统Boost PFC拓扑衍生而来的无桥Boost拓扑逐渐成为研究的热点。它略掉了传统Boost PFC前端的整流桥，因而减少了一个二极管的通态损耗，提高了效率。H-功率因数校正(H-PFC)是一种适用于中、大功率的无桥PFC拓扑(参见图1)。在图1中，该无桥PFC接收输入电压V_in与产生一输出电压V_O，且包括二极管D₁-D₄，开关Q₁-Q₂，电感L与输出电容C_B。

在中、小功率应用中，工作于临界连续电流模式下的传统Boost PFC拓扑，因其结构简单，稳定性好，开关应力小得到了广泛的应用。在临界连续电流模式中，电感电流下降到零以后开通金属氧化物半导体场效应管(MOSFET)。因为这时整流管的电流也为零，所以没有升压整流二极管的反向恢复损耗，这一模式下的工作效率较高。PFC将调整这些三角波的幅度以使得线圈电流平均为(整流后的)正弦波(参见图2，其中的三角波区域的意义及波形与横座标等的名称均如该图所示，在此不再赘述)。

在传统Boost PFC中，通常用检测Boost电感辅助绕组电压的方法判断电感电流归零的时间，从而实现临界连续电流模式控制。电感辅助绕组的极性与电感相反，MOSFET导通时，辅助绕组电压为负值，且与整流后的交流电压幅值成比例；MOSFET关断时，其上电压感应为正值，与输出电压和整流后交流电压的差值成比例，当电感电流归零时，MOSFET输出杂散电容和Boost电感谐振，辅助绕组电压谐振下降，当其低于IC设定的门槛电压(threshold voltage)时，产生导通MOSFET的信号，这样就可以实现临界连续电流模式控制(参见图3)。这种方法已经为许多IC采用，例如L6561、FAN7528、NCP1606与UCC38050等。在图3中，该PFC接收输入电压V_in与产生一输出电压V_O，且包括二极管D1-D6，电阻R1-R6及R_ZCD，开关S₁，集成电路(IC：FAN7529，具端点：MOT、COMP、CS、INV、ZCD与V_CC)、电感L₁及辅助绕组N_AUX，以及电容C₁-C₂与C_O，其中GND为接地端。

图4(a)-(b)分别显示一已知的H-PFC电路在一个工作频率周期的正、负半周的工作状态的电路示意图。图4(a)-(b)所包含的元件与图1中者相同，其中Q₁和Q₂的驱动信号同相。输入电压正半周时，L、D₁、D₄、Q₁、Q₂与C_B组成一个Boost电路，其中D₄与Q₂是常通。Q₁导通时，电流流过L、Q₁与Q₂返回；Q₁关断时，电流流过L、D₁、C_B与D₄返回。输入电压负半周时，L、D₂、Q₁、Q₂、D₃与C_B组成另外一个Boost电路，其中Q₁与D₃是常通。Q₂导通时，电流流过L、Q₁与Q₂返回；Q₂关断时，电流流过L、D₃、C_B与D₂返回。输入电压在正负半周时，L、Q₁与Q₂上的电流方向是相反的。由于D₃与D₄钳制交流到Boost输出电容C_B，可以获得与传统Boost PFC电路相同的共模杂讯。由于在一个开关周期内电流只经过两个半导体器件，减小了导通损耗。

图5是利用电流互感器实现临界连续电流模式控制的H-PFC电路。除与图1相同的部分外，其尚包括一RS触发器，一比较器、一误差放大器EA与两个电流互感器CT₁-CT₂。由于H-PFC电路在输入电压正负半周时共对应了两个电流支路，所以必须以对应的两个电流互感器CT₁-CT₂采样电感电流，在电感电流归零时导通MOSFET以实现临界连续电流模式控制。MOSFET的关断时刻由斜波信号(ramp signal)和电压误差放大器EA的输出信号Vcomp决定。

图6是图5所示电路的控制信号波形图，其包括电感电流(信号)、电流互感器信号、斜波(信号)、Q₁驱动(信号)与Q₂驱动(信号)。由于电感电流信号是通过电流互感器采样得到的，其幅值随着输入交流电压的高低、输出负载的轻重变化。当电感电流幅值很小时，该信号易被杂讯干扰，使MOSFET的导通产生误动作，丧失零电压导通条件；当输入电压很高时，电感电流的下降斜率很缓慢，由于检测阈值(threshold value)很小，在电感电流降到零之前，MOSFET被导通，这样使导通损耗增加。

职是之故，发明人鉴于已知技术的缺陷，乃思及改良发明的意念，终能发明出本案的“用于临界连续电流模式的无桥功率因数校正电路及其控制方法”。

发明内容

本案的主要目的在于提供一种利用检测电感辅助绕组来得到电感电流过零点检测信号的控制方法，从而控制H-PFC以临界连续电流模式工作。该控制方法无需检测电感电流，能够获得与交流输入电压和输出负载无关的电感电流过零点检测信号，从而使MOSFET动作准确，以减小导通损耗，没有升压整流二极管的反向恢复损耗，提高效率。

本案的又一主要目的在于提供一种无桥功率因数校正电路，包含一交流电源，具一第一与一第二端，一第一与一第二桥臂，该第一与该第二桥臂各包含一第一端、一第二端及一中点，其中该第一桥臂的该第一端连接至该第二桥臂的该第一端，该第一桥臂的该第二端连接至该第二桥臂的该第二端，该第二桥臂的该中点与该交流电源的该第二端连接，一可双向流动电流的开关模组，连接至该两中点，一电感，具一第一端与一第二端，其中该第一端耦合于该交流电源的该第一端，且该第二端耦合于该第一桥臂的该中点，以及一第一辅助绕组，磁性耦合于该电感。

根据上述的构想，该电路更包括一第二辅助绕组，其中该第一辅助绕组具一第一端，用于产生一第一感测电压，一第二辅助绕组，磁性耦合于该电感，且具一第一端用于产生一第二感测电压。

根据上述的构想，该电路更包括一信号处理电路，用于通过累加该第一与该第二感测电压，产生一电感电流检测信号，其为一电感电流过零点检测信号，并据以控制该可双向流动电流的开关模组。

根据上述的构想，该电路更包括具一第一端与一第二端的一输出电容，其中该第一桥臂包括一第一与一第二二极管，该第二桥臂具一第三与一第四二极管，每一该二极管具一阳极与一阴极，该第一二极管的该阴极连接于该第三二极管的该阴极与该输出电容的该第一端，该第一二极管的该阳极连接该第二二极管的该阴极，形成该第一桥臂的该中点，该第三二极管的该阳极连接该第四二极管的该阴极，形成该第二桥臂的该中点，且该第四二极管的该阳极连接该第二二极管的该阳极以及该输出电容的该第二端。

根据上述的构想，该可双向流动电流的开关模组包含一第一开关及一与该第一开关串联的第二开关，且接收一驱动信号，该第一辅助绕组与该第二辅助绕组更分别包括一第二端，该第一辅助绕组的该第二端与该第二辅助绕组的该第二端均用于接地，该第一辅助绕组的一极性与该第二辅助绕组的一极性均与该电感的一极性相反，且该感测电路更包括一第一电阻，具一第一端与一第二端，其中该第一端耦合于该第一辅助绕组的该第一端，一第二电阻，具一第一端与一第二端，其中该第一端耦合于该第二辅助绕组的该第一端，一第一电容，具一第一端与第二端，其中该第一端耦合于该第一电阻的该第二端，且该第二端接地，一第二电容，具一第一端与第二端，其中该第一端耦合于该第二电阻的该第二端，且该第二端接地，一第五二极管，具一阳极与一阴极，其中该阳极耦合于该第一电容的该第一端，一第六二极管，具一阳极与一阴极，其中该阳极耦合于该第二电容的该第一端，一第三电阻，具一第一端与一第二端，其中该第一端耦合于该第五二极管的该阴极与该第六二极管的该阴极，用于输出该电感电流检测信号，且该第二端耦合于该第二电容的该第二端，一第三开关，具一第一端、一第二端与一控制端，其中该第一端耦合于该第三电阻的该第一端，该第二端接地，一第四电阻，具一第一端与一第二端，其中该第一端耦合于该第三开关的该控制端，一第三电容，具一第一端与一第二端，其中该第一端耦合于该第四电阻的该第一端，且该第二端耦合于该第四电阻的该第二端与接地，以及一第七二极管，具一阳极与一阴极，其中该阳极接收该驱动信号，且该阴极耦合于该第三电容的该第一端。

根据上述的构想，其中该第一开关及该第二开关分别包括一第一端、一第二端、一控制端、具一阳极且并联电连接于该第一端与该第二端的一体二极管与并联电连接于该体二极管的一杂散电容，该第一开关的该体二极管的该阳极耦合于该第二开关的该体二极管的该阳极，该第一开关的该第二端耦合于该第一二极管的该阳极，且该第二开关的该第二端耦合于该第三二极管的该阳极。

根据上述的构想，该无桥功率因数校正电路为一H-功率因数校正电路(H-PFC circuit)，且当该电感电流检测信号的一值为一预设值时，导通该双向开关可双向流动电流的开关模组。

根据上述的构想，该电路更包括一控制电路，包括一误差放大器，接收一参考电压与该无桥功率因数校正电路所产生的一输出电压回馈信号，且用以产生一第一输出信号，一比较器，接收该第一输出信号与一外加的斜坡信号，且用以产生一第二输出信号，以及一触发器，具一第一输入端、一第二输入端与一输出端，其中该第一输入端接收该电感电流检测信号，该第二输入端接收该第二输出信号，该输出端产生一驱动信号，且该驱动信号用于驱动该可双向流动电流的开关模组。

根据上述的构想，该触发器为一RS触发器。

本案的次一主要目的在于提供一种无桥功率因数校正电路，包含一交流电源，具一第一与一第二端，一第一与一第二桥臂，该第一与该第二桥臂各包含一第一端、一第二端及一中点，其中该第一桥臂的该第一端连接至该第二桥臂的该第一端，该第一桥臂的该第二端连接至该第二桥臂的该第二端，该第二桥臂的该中点与该交流电源的该第二端连接，一可双向流动电流的开关模组，连接至该两中点，一电感，具一第一端与一第二端，其中该第一端耦合于该交流电源的该第一端，且该第二端耦合于该第一桥臂的该中点，以及一感测电路，磁性耦合于该电感。

根据上述的构想，该电路更包括一信号处理电路，其中该感测电路为一辅助绕组，用于产生一感测电压，而该信号处理电路通过处理该感测电压，产生一电感电流检测信号，其为一电感电流过零点检测信号，并据以控制该可双向流动电流的开关模组。

根据上述的构想，该电路更包括具一第一端与一第二端的一输出电容，其中该第一桥臂包括一第一与一第二二极管，该第二桥臂具一第三与一第四二极管，每一该二极管具一阳极与一阴极，该第一二极管的该阴极连接于该第三二极管的该阴极与该输出电容的该第一端，该第一二极管的该阳极连接该第二二极管的该阴极，形成该第一桥臂的该中点，该第三二极管的该阳极连接该第四二极管的该阴极，形成该第二桥臂的该中点，且该第四二极管的该阳极连接该第二二极管的该阳极以及该输出电容的该第二端。

根据上述的构想，该可双向流动电流的开关模组包含一第一开关及一与该第一开关串联的第二开关，且接收一驱动信号，该辅助绕组具一第一端与一第二端，该辅助绕组的一极性与该电感的一极性相反，且该感测电路更包括一第一电阻，具一第一端与一第二端，其中该第一端耦合于该辅助绕组的该第一端，一第二电阻，具一第一端与一第二端，其中该第一端耦合于该辅助绕组的该第二端，一第五二极管，具一阳极与一阴极，其中该阳极耦合于该第一电阻的该第二端，一第六二极管，具一阳极与一阴极，其中该阳极耦合于该第二电阻的该第二端，一第三电阻，具一第一端与一第二端，其中该第一端耦合于该第五二极管的该阴极与该第六二极管的该阴极，且用于输出该电感电流检测信号，一第三开关，具一第一端、一第二端与一控制端，其中该第一端耦合于该第六二极管的该阳极，该第二端接地，以及一第四开关，具一第一端、一第二端与一控制端，其中该第一端耦合于该第五二极管的该阳极，该第二端耦合于该第三开关的该第二端与该第三电阻的该第二端。

根据上述的构想，该无桥功率因数校正电路为一H-功率因数校正电路(H-PFC circuit)，且当该电感电流检测信号的一值为一预设值时，导通该可双向流动电流的开关模组。

根据上述的构想，该电路更包括一控制电路，包括一误差放大器，接收一参考电压与该无桥功率因数校正电路所产生的一输出电压回馈信号，且用以产生一第一输出信号，一比较器，接收该第一输出信号与一外加的斜坡信号，且用以产生一第二输出信号，以及一触发器，具一第一输入端、一第二输入端与一输出端，其中该第一输入端接收该电感电流检测信号，该第二输入端接收该第二输出信号，该输出端产生一驱动信号，且该驱动信号用于驱动该可双向流动电流的开关模组。

本案的另一主要目的在于提供一种无桥功率因数校正电路，包含一第一与一第二输出端和一第一与一第二电源输入端，一电感，两个开关桥和一输出电容，该两开关桥和该输出电容连接在该第一与该第二输出端之间，每一开关桥包括两串联开关，该两开关桥各具一该两串联开关的中点，该两中点其中之一通过该电感连接到该第一电源输入端，另一中点连接到该第二电源输入端，一可双向流动电流的开关模组，连接于该两中点，以及一第一辅助绕组，耦合于该电感。

根据上述的构想，该电路更包括一第二辅助绕组与一信号处理电路，其中该第一辅助绕组磁性耦合于该电感，且产生一第一感测信号，该第二辅助绕组磁性耦合于该电感，且产生一第二感测信号，该两串联开关是两个二极管，该信号处理电路通过累加该第一与该第二感测信号产生一控制信号，其为一电流过零点信号，并据以控制该可双向流动电流的开关模组。

本案的下一主要目的在于提供一种用于一无桥功率因数校正电路的控制方法，其中该电路具有一可双向流动电流的开关模组，一电感及耦合于该电感的一第一辅助绕组与一第二辅助绕组，且该方法包含下列的步骤：使该第一辅助绕组产生一第一感测电压；使该第二辅助绕组产生一第二感测电压；运用该第一与该第二感测电压以产生一电感电流检测信号；以及当该电感电流检测信号的一值为一预设值时，导通该可双向流动电流的开关模组。

根据上述的构想，该第一辅助绕组的一极性与该电感的一极性相反，且该第二辅助绕组的一极性亦与该电感的该极性相反。

本案的又一主要目的在于提供一种用于一无桥功率因数校正电路的控制方法，其中该电路具有一可双向流动电流的开关模组，一电感及耦合于该电感的一辅助绕组，且该方法包含下列的步骤：使该辅助绕组产生一感测电压；运用该感测电压以产生一电感电流检测信号；以及当该电感电流检测信号的一值为一预设值时，导通该可双向流动电流的开关模组。

根据上述的构想，该辅助绕组的一极性与该电感的一极性相反。

为了让本发明的上述目的、特征、和优点能更明显易懂，下文特举较佳实施例，并配合所附附图，作详细说明如下：

附图说明

图1为显示一已知的H-PFC电路的电路图；

图2为显示一工作于临界连续电流模式下的电感电流波形图；

图3为显示一已知的Boost PFC电路中通过检测Boost电感的辅助绕组电压来实现临界连续电流模式控制的电路示意图；

图4(a)-(b)为分别显示一已知的H-PFC电路在一个工作频率周期的正、负半周的工作状态的电路示意图；

图5为显示利用电流互感器来实现临界连续电流模式控制的已知的H-PFC电路的电路示意图；

图6为显示如图5所示电路的工作波形图；

图7为显示一依据本发明构想的第一较佳实施例利用一个辅助绕组来实现临界连续电流模式控制的H-PFC电路的电路图；

图8为显示如图7所示，输入电压正半周的电路的工作波形图；

图9(a)-(d)为分别显示如图7所示电路在图8中当输入电压正半周时其四个不同工作状态下的开关状态和电流流向的电路示意图；

图10为显示一依据本发明构想的第二较佳实施例利用两个辅助绕组来实现临界连续电流模式控制的H-PFC电路的电路图；

图11为显示如图10所示，输入电压正半周的电路的工作波形图；以及

图12(a)-(d)为分别显示如图10所示电路在图11中当输入电压正半周时，其四个不同工作状态下的开关状态和电流流向的电路示意图。

具体实施方式

图7显示一依据本发明构想的第一较佳实施例利用一个辅助绕组实现临界连续电流模式控制的H-PFC电路。耦合于电感L的辅助绕组L₁所感应的电压为V_aux1，由于输入电压在正负半周时，对应于电感L的电压是相反的，而辅助绕组L₁所感应的电压V_aux1与电感L的电压也是相反的。在输入电压正半周时，Q₃一直导通，让辅助绕组L₁的B端通过R₂与Q₃连接到地。在输入电压负半周时，Q₄一直导通，让辅助绕组L₁的A端通过R₁与Q₄连接到地。最终的检测信号V_ZCD送入IC(例如L6561、FAN7528、NCP1606与UCC38050等ZCD端，图7中未显示，可参考图3)。

图8显示如图7所示电路的工作波形，其中i_L为电感L上的电流，V_GS为MOSFET Q₁与Q₂的栅极驱动信号，V_AUX1为辅助绕组L₁的电压，V_ZCD是电感过零点电流检测信号，V_DS为MOSFET Q₁的漏极(drain)与源极(source)之间电压。

图9(a)、图9(b)、图9(c)与图9(d)显示如图7所示电路在图8中当输入电压正半周时四个不同工作状态下的开关状态和电流流向。输入电压负半周时电路工作状态的分析等同于正半周时。Q₃则是一直导通。

请参看图9(a)，在如图7所示电路的第一工作阶段，其工作波形如图8中t0-t1阶段所示。两个MOSFET Q₁与Q₂同时导通，电流流经L、Q₁，Q₂返回。在此期间电感电流线性上升。电感L上的电压为V_in，辅助绕组L₁感应的电压V_aux1是-nV_in(n是辅助绕组L₁与电感L的匝数比)。由于V_aux1是负电压，Q₄的寄生二极管、R₂与R₁，经过Q₃构成一个回路，V_aux2＝0V，所以二极管D₅与D₆断开，而V_ZCD仅仅通过R₃连接到GND，因此V_ZCD＝0V。在此阶段初始，该检测信号触发MOSFET Q₁与Q₂驱动信号，经过(其中P_OUT为输出功率，V_ac为交流输入电压，L为电感值，而η是主电路的转换效率)，MOSFET Q₁与Q₂关断。

请参看图9(b)，在如图7所示电路的第二工作阶段，其工作波形如图8中t1-t2阶段所示。两个MOSFET Q₁与Q₂同时关断后，电流流经L、D₁、C_B与D₄返回。在此期间电感L的电压是V_out-V_in，电感电流线性下降至零。辅助绕组L₁所感应的电压V_aux1是n(V_out-V_in)。由于V_aux1是正电压，Q₃、R₂、L₁、R₁、D₅与R₃构成一个回路，Q₄和D₆断开，

请参看图9(c)，在如图7所示电路的第三工作阶段，其工作波形如图8中t2-t3阶段所示。电感L的电流到零点后整流二极管D₁与D₄自然关断，不产生反向恢复电流。Q1的杂散电容C_OSS1放电，与电感L通过V_in谐振(Q₂的杂散电容则为C_OSS2)。该阶段辅助绕组L₁感应的电压V_aux1谐振下降，在该阶段结束时，V_aux1的幅值为一预设值。由于V_aux1是正电压，Q₃、R₂、L₁、R₁、D₅与R₃构成一个回路，Q₄和D₆断开，由于该检测端电容的存在，该检测端电压值仍然大于导通MOSFET Q₁与Q₂所需要的检测阈值。

请参看图9(d)，在如图7所示电路的第四工作阶段，其工作波形如图8中t3-t4阶段所示。Q₁的杂散电容C_OSS1与电感L₁通过V_in继续谐振。该阶段电流路径与前一阶段相同。电感L的辅助绕组L₁感应的电压V_aux1为负值，经过RC/2的延时(其中R为R₃的电阻值，C为V_ZCD部分的寄生电容)，该电压值低于导通MOSFET Q₁与Q₂所需要的检测阈值，MOSFET Q₁与Q₂导通，正半周的四个工作阶段结束。

图7电路中由一个电感辅助绕组电压累加得来的信号杂讯容限高，从而使MOSFET动作准确，使导通损耗减小。另外，与图5电路中由两个电流互感器累加得来的信号相比，图7电路中得来的信号幅值稳定，与负载无关，但是Q₃，Q₄的信号来自于对输入电压的相位检测，来控制Q₃，Q₄，增加电路的复杂性。

图10显示一依据本发明构想的第二较佳实施例利用电感L的两个辅助绕组L₁与L₂实现临界连续电流模式控制的H-PFC电路。电感L的辅助绕组L₁所感应的电压V_aux1和电感L的辅助绕组L₂所感应的电压V_aux2分别经过相同的电阻R₁、R₂，相同的电容C₁、C₂，相同的二极管D₅、D₆，及R₃与Q₃来得到导通的检测信号，与前述第一较佳实施例相比，第二较佳实施例无需输入电压的相位检测，电子电路比较简单。

图11显示如图10所示电路的工作波形，其中i_L为电感L上的电流，V_GSQ1，V_GSQ2是MOSFET Q₁与Q₂的驱动信号，V_GSQ3是MOSFET Q₃的驱动信号，V_AUX1为辅助绕组L₁的电压，V_AUX2为辅助绕组L₂的电压，V_ZCD为电感过零点电流检测信号，V_DS为MOSFET Q₁的drain与source之间电压。

图12(a)、图12(b)、图12(c)与图12(d)显示了如图10所示电路在输入电压正半周时四个不同工作状态下的开关状态和电流流向。输入电压负半周时电路工作状态对应于其正半周时。

请参看图12(a)，在如图10所示电路的第一工作阶段，其工作波形如图11中t0-t1阶段所示。两个MOSFET Q₁与Q₂同时导通，电流流经L、Q₁与Q₂返回。在此期间电感电流线性上升。电感L上感应的电压为V_in(输入电压)，辅助绕组L₁感应的电压V_aux1是-nV_in；辅助绕组L₂感应的电压V_aux2是nV_in(辅助绕组L₁与电感L的匝数比为n，辅助绕组L₂与电感L的匝数比亦为n)，此时Q₃与Q₁是一样的信号，Q₃一直导通，所以过零点电流的检测信号为0V。在此阶段初始，该检测信号触发MOSFETQ₁与Q₂的驱动信号，经过的时间之后，MOSFET Q₁与Q₂关断。

请参看图12(b)，在如图10所示电路的第二工作阶段，其工作波形如图11中t1-t2阶段所示。两个MOSFET Q₁与Q₂同时关断后，电流流经L、D₁、C_B与D₄返回。在此期间电感电压是V_out(输出电压)-V_in，电感电流线性下降至零。辅助绕组L₁感应的电压V_aux1是n(V_out-V_in)；辅助绕组L₂感应的电压V_aux2是-n(V_out-V_in)。在MOSFETQ₁与Q₂关断时，V_aux1由负电压变正电压，V_aux2由正电压变负电压，为了避免这时对V_ZCD信号检测的影响，加入了Q₃驱动的延时(如图10与图12(a)中所示，V_Q1为Q₁的驱动信号，V_Q11则为Q₃的驱动信号)。在Q₃关断以后，由于D₅的存在，过零点检测信号V_ZCD由V_aux1决定。在此阶段，其中i_PEAK是电感电流的峰值。

请参看图12(c)，在如图10所示电路的第三工作阶段，其工作波形如图11中t2-t3阶段所示。电感电流到零点后整流二极管D₁与D₄自然关断，不产生反向恢复电流。Q₁的杂散电容C_OSS1放电，与电感L通过V_in谐振。该阶段，电感L的辅助绕组L₂感应的电压V_aux2为负电压，由于D₆钳位，所以对V_ZCD没有影响。电感L的辅助绕组L₁感应的电压V_aux1谐振下降，该阶段结束时幅值为一预设值。V_aux1与V_aux2这两个电压信号分别经过相同的电阻值R累加(R为R₃的电阻值)，由于该检测端电容的存在，该检测端电压值仍然大于导通MOSFET Q₁与Q₂所需要的检测阈值。在此阶段，其中C_OSS为杂散电容C_OSS1的电容值。

请参看图12(d)，在如图10所示电路的第四工作阶段，其工作波形如图11中t3-t4阶段所示。Q₁的杂散电容C_OSS1与电感L通过V_in继续谐振。该阶段电流路径与前一阶段相同。电感L的辅助绕组L₂感应的电压V_aux2是零；电感L的辅助绕组L₁感应的电压V_aux1谐振下降为负值，该阶段结束时幅值接近于-n(V_in-V_S1-V_D1)，其中V_S1为Q₁的源极电压，V_D1为Q₁的漏极电压，对应于Q₁的源极与漏极之间电压V_DS1接近于零。这两个电压信号累加，经过RC/2的延时，该电压值低于导通MOSFET Q₁与Q₂所需要的检测阈值，MOSFET Q₁与Q₂导通，正半周的四个工作阶段结束。在此阶段，$t_{M4}=\frac{\pi }{2}\sqrt{{\mathrm{LC}}_{\mathrm{OSS}}}=\mathrm{RC}/2.$

综上所述，本发明利用检测电感辅助绕组来得到电感电流归零点检测信号，从而控制H-PFC以临界导通模式工作。该控制方法无需检测电感电流，能够获得与交流输入电压和输出负载无关的电感电流归零点检测信号，从而使MOSFET动作准确，以减小导通损耗，没有升压整流二极管的反向恢复损耗，提高效率，而具有其进步性与新颖性。

是以，纵使本案已由上述的实施例所详细叙述而可由熟悉本技艺的人士任施匠思而为诸般修饰，然皆不脱如权利要求所欲保护者。