双层多载波超宽带无线通信方法

摘要

本发明是一种双层多载波超宽带无线通信方法，将超宽带通信的频带分为若干个子频带，同时利用一个或多个子频带进行数据传输，在每个子频带中采用正交频分复用多载波传输技术；在发送端将所要传输的数据符号分配到M个支路上，对应于M个子频带，对每个支路的数据符号进行OFDM调制，得到M路并行数据，然后对这M路并行数据进行数字基带多载波调制，这样就把各支路数据的频谱搬移到了与射频子频带一一对应的数字子频带上，得到了待发送射频信号的数字基带信号，然后通过数模转换和上变频将数字信号转换为模拟信号，并且将信号频谱搬移到所使用的射频频段，放大滤波后经由天线发送出去，完成将M路并行数据调制到M个子频带上的任务。

说明书

技术领域

本发明是一种实现载波体制的高速超宽带无线通信方法，属于短距离无线通信和信息传播技术领域，尤其涉及一种双层多载波超宽带无线通信方法。

背景技术

超宽带技术由于具有高速率、低功耗等优点而受到广泛的重视和研究。现有的超宽带系统主要有脉冲和载波两种实现体制，其中载波体制的超宽带技术发展较快，国际上已经制定了以多带正交频分复用(MB-OFDM，Multi Band OrthogonalFrequency Division Multiplexing)方案为基础的技术标准，并且推出了多款实验芯片和实验系统。现有的载波体制方案将超宽带频谱分为若干个互不交叠的子频带，每次只在一个子频带上发送数据，这样就不能充分、灵活地使用当前空余的频谱资源，而且还需要使用多个具有不同载波频率的上变频器，使得射频成本增加，或者使用频率合成器，但这样会增加子频带间切换的时间。为了在抑制带外辐射的同时充分利用频谱资源，还需要设计阻带衰减很大、过渡带宽又很窄的成型滤波器，这样的滤波器阶数非常高，不仅增加了设计的难度和系统的成本，也增大了系统时延。

发明内容

技术问题：本发明的目的是提出一种双层多载波超宽带无线通信方法，实现载波体制的高速超宽带无线通信，解决了现有载波体制超宽带技术中所需模拟上变频器多、频带切换不灵活、频谱使用不充分灵活、成型滤波器阶数高等问题。

技术方案：本发明采用双层多载波的方式实现超宽带无线通信系统。双层多载波超宽带无线通信方法采用一种新的超宽带频带划分和使用方式，将超宽带通信的频带分为若干个子频带，同时利用一个或多个子频带进行数据传输，在每个子频带中采用正交频分复用多载波传输技术。附图1给出了双层多载波超宽带无线通信方法的频带划分和使用示意图。

在本发明的表述中，把所有子频带的带宽都设置为相同，采用点对点的通信系统，使用了所有的子频带，且每个子频带上传输的数据都不相同，但以双层多载波为基础，设置不同的子频带宽度，或者构成多用户通信系统，或者使用部分子频带进行传输，或者在多个子频带上传输相同的信息以取得分集增益等方法均适用于本发明。

在发送端将所要传输的数据符号分配到M个支路上，对应于M个子频带，对每个支路的数据符号进行OFDM调制，得到M路并行数据，然后对这M路并行数据进行数字基带多载波调制，这样就把各支路数据的频谱搬移到了与射频子频带一一对应的数字子频带上，得到了待发送射频信号的数字基带信号，然后通过数模转换和上变频将数字信号转换为模拟信号，并且将信号频谱搬移到所使用的射频频段，放大滤波后经由天线发送出去，完成将M路并行数据调制到M个子频带上的任务。

在本发明的表述中，所述将M路并行数据调制到M个子频带上的任务，是通过先产生包含所有子频带的待发送射频信号的数字基带信号，再经过数模转换和一次上变频完成的。但直接对经过OFDM调制后的数据进行数模转换，然后分别进行上变频发送出去的方法(需要多个具有不同载波频率的上变频器)同样适用于本发明。

在接收端首先对信号进行下变频和模数转换，产生数字基带信号，它是由M个子频带上的数据合成的；对此基带信号进行多载波解调，从而将各子频带数据的频谱搬移到各自的基带，得到M路并行数据，再对每路数据进行OFDM解调、均衡和检测，并合并为一路数据，即恢复出与发送端对应的数据符号。

如附图2所示，所述发送端由信道编码器、调制器、串并转换器、子带组帧器、OFDM调制器、数字基带多载波调制器、数模转换器、上变频器、发送天线等依次连接构成；接收端由接收天线、下变频器、模数转换器、数字基带多载波解调器、OFDM解调器、检测器、并串转换器、解调器、信道解码器等依次连接构成。

附图2中发送端的信道编码器在输入数据中加入冗余信息从而提高传输的可靠性，根据需要可以选择多种码率的多种编码方式，如卷积码、Turbo码、LDPC码等；调制器对编码后的比特数据进行星座符号映射，得到调制符号，根据需要可以选择M-PAM、M-PSK、M-QAM等多种调制方式；串并转换器将调制符号分配到M个支路上；子带组帧器根据OFDM调制器的参数以及所采用的数字基带多载波调制器的参数对所在支路的数据流按照一定的格式进行分组，并且加入同步符号、信道估计符号、帧头信息符号等形成该支路的帧；OFDM调制器对帧进行OFDM调制，其具体实现过程包括串并转换、反向快速Fourier变换(IFFT，Inverse Fast FourierTransform)、附加循环前缀、并串转换等；数字基带多载波调制器将经过OFDM调制后的符号再调制到对应的数字子频带上，并把多路数据合成为一路待发送射频信号的数字基带信号；数模转换器把数字信号转换为对应的模拟信号；上变频器将基带模拟信号搬移到要使用的射频频段，然后对信号进行放大、滤波并经由天线发送出去。

附图2中接收端的下变频器对接收信号进行下变频，得到模拟基带信号；模数转换器对该模拟信号进行采样和量化，得到数字基带信号；数字基带多载波解调器将位于各数字子频带上的数据搬移到各自的基带；OFDM解调器对各支路的数据进行OFDM解调，其具体实施过程包括串并转换、去除循环前缀、快速Fourier变换(FFT，Fast Fourier Transform)等；检测器对OFDM解调后的并行数据进行均衡和检测，以消除信道的影响和子频带间的干扰；将检测后的多路数据合并起来，然后通过解调器进行解调，即把星座点映射成为比特流；最后，信道解码器对上述比特流进行信道译码，从而恢复出原始输入比特。

如附图3所示，所述数字基带多载波调制器是采用综合滤波器组实现的，综合滤波器组中包含M个上采样器和M个数字带通滤波器(称为综合滤波器)以及求和器，其中M是子频带的数目，上述数字带通滤波器的通带和过渡带所占用的频率范围的划分，是与射频频带中子频带的划分一一对应的；数字基带多载波调制的处理过程具体包括：先对每一路经过OFDM调制后的数据进行上采样，即在相邻两个数据符号之间插入若干个零，这样就把原来信号的频谱进行了压缩，并产生一系列镜像频谱，然后把上采样后的数据通过所在支路的数字带通滤波器，保留位于该支路对应的数字子频带中的频谱，最后把这M路数据相加，合成待发送射频信号的数字基带信号。上述数字带通滤波器的作用一方面是保留位于与所在支路对应的数字子频带中的镜像频谱，另一方面是把频谱的范围限制在该数字子频带中，从而进行数模转换和上变频后，频谱范围被限制在对应的子频带中。

如附图4所示，所述数字基带多载波解调器是采用分析滤波器组实现的，分析滤波器组中包含M个数字带通滤波器(称为分析滤波器)和M个下采样器，其中M是子频带的数目，上述数字带通滤波器的通带和过渡带频率范围与综合滤波器组中对应支路上的滤波器相同；数字基带多载波解调的处理过程具体包括：首先将经过模数转换后的数据分别通过M个数字带通滤波器，得到M路并行数据流，对每一路数据流进行下采样，得到各个子频带上所接收数据的数字基带信号。

所述检测器对OFDM解调后的并行数据进行均衡和检测，以消除信道的影响和子频带间的干扰；所述均衡采用基于迫零准则或最小均方误差准则的单抽头频域均衡器，以消除信道的不理想特性，这里的信道是指从数字基带多载波调制器的输出到数字基带多载波解调器的输入之间的等效信道，均衡器可以采用固定抽头系数的均衡器，也可以采用自适应均衡器。在本发明的表述中采用自适应均衡器，但采用固定抽头系数的均衡器同样适用于本发明提出的方法。

有益效果：本发明提出的双层多载波超宽带无线通信方法，采用数字方法将数据调制到对应的子频带，相对于传统的MB-OFDM超宽带系统，本发明提出的方法在发送端和接收端分别只需要一个固定载波频率的上变频器，降低了射频的复杂度，因而降低了成本。同时，双层多载波系统中子频带的划分、使用相对于传统MB-OFDM超宽带系统更加灵活，因而可以更充分地利用频谱资源。另外，双层多载波系统中子频带的联合使用、选择、切换等都在数字域实现，增加了系统的灵活性和可配置性，同时也增强了可靠性。

所采用的数字基带多载波调制器中各个滤波器的频带与射频子频带一一对应，经过OFDM调制的数据在通过数字基带多载波调制之后，频谱范围被对应滤波器的频率响应所约束，实际上已经完成了抑制带外辐射的任务，因此不需要再使用很高阶的滤波器对带外频谱进行约束，从而减小了复杂度和系统时延。在实施例2中，采用的频带划分方式使得相邻两个滤波器的频率响应具有一半的交叠，这使得滤波器的过渡带很宽，因此，阻带衰减很大，而且阶数很低，降低了对滤波器设计的要求。

附图说明

图1为本发明的频带划分和使用示意图。

图2为本发明的系统整体结构框图。

图3为数字基带多载波调制器的结构框图。

图4为数字基带多载波解调器的结构框图。

图5为实施例1中的频带划分方式示意图。

图6为实施例1中的数字基带多载波调制器框图。

图7为实施例1中的数字基带多载波解调器框图。

图8为实施例1中的各综合滤波器和原型低通滤波器的幅频响应图。

图9为实施例1中第k个支路所使用的自适应均衡器的结构框图。

图10为实施例2中的频带划分方式示意图。

图11为实施例2中的数字基带多载波调制器框图。

图12为实施例2中的数字基带多载波解调器框图。

图13为实施例2中的各综合滤波器和原型低通滤波器的幅频响应图。

图14为一种具有完全重构性质的滤波器组系统。

图15为实施例2中的共轭对称扩展示意图。

图16为实施例2中第k个支路所使用的自适应均衡器的结构框图。

具体实施方式

下面给出本发明的两种具体实施方式，用于说明本发明，但不用来限制本发明的范围。

实施例1：

本实施例结合附图2来详细描述一种具有双层多载波特征的超宽带无线通信方法的发送端和接收端实施方式。

首先描述超宽带可使用频带的划分：

6-9GHz是超宽带可以使用的频段之一，可以对其划分为若干个互不重叠的子频带，如图5所示。本实施方式中固定子频带宽度为W_sub＝528MHz。为简化说明，这里只取前6个子频带作为所要使用的频段，总带宽为W_total＝W_sub×6＝3.168GHz，中心频率为f_c＝6GHz+3.168GHz/2＝7.584GHz。

系统整体结构框图如图2所示。由于系统中频段的划分、使用与数字基带多载波调制器和数字基带多载波解调器的关系密切，这里首先对所使用的数字基带多载波调制器(综合滤波器组)和数字基带多载波解调器(分析滤波器组)进行说明。

图2中数字基带多载波调制器6的具体结构如图6所示，它包含M个M倍上采样器611_n和M个综合滤波器612_n以及求和器613，其中M倍上采样器的作用是通过在相邻两个输入符号之间插入M-1个零从而把符号采样速率提高M倍。图2中数字基带多载波解调器13的结构如图7所示，它包含M个分析滤波器1311_n和M个M倍下采样器1312_n，其中M倍下采样器的作用是通过每隔M个输入符号取出一个符号从而把符号采样速率降低M倍。第k个支路的综合滤波器和第k个支路的分析滤波器的时域表达式如下：

$f_k\left(n\right)=\sqrt{M}{h}_p\left(n\right)\exp \left[j\frac{2\pi }{M}(k-\frac{M+1}{2})n\right],n=\mathrm{0,1},...,N_f-1,$

$h_k\left(n\right)=\sqrt{M}{h}_p(N_f-1-n)\exp [-j\frac{2\pi }{M}(k-\frac{M+1}{2})(N_f-1-n)],n=\mathrm{0,1},...,N_f-1,$

其中，k＝1，...，M，f_k(n)表示第k个支路的综合滤波器的冲激响应，其长度是N_f，h_k(n)表示第k个支路的分析滤波器的冲激响应，其长度是N_f，h_p(n)，n＝0，1，...，N_f-1表示一个原型低通滤波器，长度是N_f。所有的综合滤波器和分析滤波器都是通过对该原型滤波器进行指数调制而得到的，在频域上看，就是对原型滤波器的频率响应进行均匀移位，移位的规则是使得各综合(分析)滤波器的频率响应分布与所使用频带划分的子频带一一对应，在本实施方式中，这意味着有6个综合(分析)滤波器，即M＝6。图8给出了这里所采用的原型滤波器和综合滤波器的幅频响应，其中原型低通滤波器长度取为N_f＝99，分析滤波器的幅频响应与对应的综合滤波器的幅频响应相同，从图中可以看出，相邻滤波器的频率响应没有交叠，过渡带很陡峭，各滤波器的阻带衰减大约有-40dB，因此相邻两个子频带之间没有干扰。各滤波器的采样频率固定为f_s＝W_total＝3.168GHz，图2中上变频器8和下变频器11的载波频率固定为f_mix＝f_c＝7.584GHz，则从图2中数字基带多载波调制器6出来的信号经过数模转换和上变频后，就被搬移到了所要使用的超宽带频带上，其中第k(k＝1，2，...，M)个综合滤波器的输出信号的频谱将被搬移到第k个子频带上。接收端与发送端类似，第k个子频带上的信号频谱经过下变频后将被第k个分析滤波器取出。由以上描述可知，如果要使用某一个子频带，只需要将数据送入对应的综合滤波器即可，而不用改变上变频器的载波频率，所以子频带的配置、切换全是在数字域完成的，非常灵活，而且发送端和接收端分别只需要一个固定载波频率的变频器，相比于传统MB-OFDM超宽带系统所需要的多个变频器或频率合成器，大大降低了射频的成本，消除了频带切换的时延。

图2中发送端的信道编码器1在输入数据中加入冗余信息进行编码，以提高传输的可靠性。可以选择多种码率的多种编码方式，如卷积码、Turbo码、LDPC码等。本实施方式中采用约束长度为7的卷积码，编码速率根据相关指标要求可选择1/3、1/2、5/8和3/4等值。

调制器2对编码后的比特进行星座点映射，得到调制符号，可根据相关指标要求采用M-PSK，M-QAM等调制方式，本实施方式中采用QPSK调制。

串并转换器3把调制符号分配到各个支路上，如果不使用某些子频带，则它们对应的支路上不分配数据，这里假设所有子频带都使用，则串并转换器3将一路串行数据流转换为M＝6路并行数据流。

每一路的组帧器4_n根据OFDM调制的参数和所采用的滤波器组的参数对该路数据按照一定格式进行分组，并且添加同步符号序列、信道估计符号序列、帧头信息符号序列等从而构成帧。因此，为具体说明组帧器4_n，还需要先说明OFDM调制器的参数。

OFDM调制器5_n对所在支路的每帧数据进行OFDM调制，包括串并转换、IFFT操作、附加循环前缀、并串转换等。在本实施方式中，OFDM的子载波数目取N＝128，循环前缀长度取N_cyc＝37个样值。因为在各子频带的边缘信号的功率比较低，受噪声影响大，所以需要使用一定数量的空子载波，这里取空子载波的数目为N_null＝5，即在第1-3个和第127-128个OFDM子载波上不放置数据符号。

假设每一支路上每一帧包含K_data个数据OFDM符号，这里固定K_data＝100。则组帧器4_n首先选择(N-N_null)*K_data＝12300个调制符号，将它们分成K_data＝100组，每组包含N-N_null＝123个调制符号，然后在每一组符号的两端分别插入3个和2个零。整理好数据之后，组帧器4_n在数据序列的前边还要插入若干同步符号、信道估计符号和帧头信息符号，这些同步和信道估计符号序列的选择应使经过OFDM调制后的时域数据的峰均比尽量小。最终组帧器4_n输出长度为(K_sync+K_est+K_header+K_data)*N的一帧，其中K_sync、K_est、K_header、K_data分别是同步序列、信道估计序列、帧头信息序列、数据序列所包含的OFDM符号数。

每一帧数据经过OFDM调制后所得符号再通过数字基带多载波调制器6进行第二次调制，从而把各路基带数据调制到相应的数字子频带上，并且合并在一起，得到整个射频频带信号的数字基带信号。数模变换器7把数字信号转换为模拟基带信号；上变频器8把模拟基带信号搬移到所要使用的超宽带射频频段，经由天线9发送出去。这样就得到了具有双层载波的发送信号。

图2中接收端接收天线10从空中接收的信号，经由下变频器11将射频信号搬移到基带，再通过模数转换器12转换为数字基带信号。

数字基带多载波解调器13对上述基带信号进行分解，取出对应子频带的信号，并且通过下采样将其转换到采样率更低的基带，得到与发送端对应的多路基带信号，每一路信号包含了对应发送端信号的全部信息，同时又受到等效信道的影响。

OFDM解调器14_n对每路基带信号进行OFDM解调，其具体过程包括串并转换、去除循环前缀、FFT操作等。

检测器15_n的功能是对OFDM解调后的数据进行均衡和检测，从而得到发送端调制符号的估计值。均衡器的设计有很多种方案，本实施方式中采用一种基于最小均方误差准则的LMS自适应均衡器，采用其他自适应算法的均衡方法也适用本发明。均衡的作用是对不理想的信道响应进行补偿。OFDM的使用使得频率选择性衰落信道转化为多个平坦衰落信道，所以信道影响的消除只需要用单抽头的均衡器就可以完成。图9给出了第k个(k＝1，2，...，12)支路上估计和检测某一OFDM频域符号中第i个子载波上原始输入符号所使用的检测器的具体结构，其中i＝4，5，...126，表示所在子载波的序号。w_k，i(n)表示第k个支路、第n个OFDM符号周期中对第i个OFDM子载波上已解调数据使用的均衡器的系数。检测器21_n是由N-N_null＝123个上述结构构成的，并且以串行方式输出检测后的符号。

检测后的数据再通过并串转换器16把多路数据合成为一路，送到解调器17进行符号解调，最后通过信道解码器18恢复出原始输入数据。

与传统超宽带系统相比，本实施方式存在如下优点：

1)可以达到很高的速率，与所用带宽成正比。假如6个子频带全部用上，采用r＝1/2码率的卷积码，QPSK调制，则在不考虑空子载波及循环前缀和帧头信息序列的情况下，信息传输速率约为R_bits＝r*(log₂4)*M*fs/M＝fs＝3.168Gbps；

2)发送端和接收端分别只使用一个变频器，降低了射频的复杂度；

3)子频带的配置和切换都在数字域完成，频带使用灵活；

4)频谱约束在多载波调制时自动完成，不需要再使用成型滤波器。

为使阻带衰减足够大且过渡带足够窄，本实施方式所使用的综合和分析滤波器需要比较高的阶数。

实施例2：

本实施例结合附图2来详细描述另外一种具有双层多载波特征的超宽带无线通信方法的发送端和接收端实施方式，与实施例1相比，主要不同点在于子频带的划分方式，实施例2中相邻子频带之间允许有交叠，这就给整个系统的设计带来了很多变化。

首先描述超宽带可使用频带的划分：

6-9GHz是超宽带可以使用的频段之一，可以对其划分为若干个相互交叠的子频带，如图10所示。本实施方式中固定子频带宽度为W_sub＝528MHz。为简化说明，这里只取前12个子频带作为所要使用的频段，总带宽为W_total＝W_sub×12/2＝3.168GHz，中心频率为f_c＝6GHz+3.168GHz/2＝7.584GHz。

系统整体结构框图如图2所示。由于系统中频段的划分、使用与数字基带多载波调制器和数字基带多载波解调器的关系密切，这里首先对所使用的数字基带多载波调制器(综合滤波器组)和数字基带多载波解调器(分析滤波器组)进行说明。

图2中数字基带多载波调制器6的具体结构如图11所示，它包含M个M/2倍上采样器621_n和M个综合滤波器622_n以及求和器623，其中M/2倍上采样器的作用是通过在相邻两个输入符号之间插入M/2-1个零从而把符号采样速率提高M/2倍。图2中数字基带多载波解调器13的结构如图12所示，它包含M个分析滤波器1321_n和M个M/2倍下采样器1322_n，其中M/2倍下采样器的作用是通过每隔M/2个输入符号取出一个符号从而把符号采样速率降低M/2倍。第k个支路的综合滤波器和第k个支路的分析滤波器的时域表达式如下：

$f_k\left(n\right)=\left(\begin{array}{c}0,n=0\\ \sqrt{M}{h}_p(n-1)\exp \left[j\frac{2\pi }{M}(k-\frac{M+1}{2})(n-1+\frac{M+2}{4})\right],n=\mathrm{1,2},...,N_f,\end{array}\right)$

$h_k\left(n\right)=\sqrt{M}{h}_p(N_f-1-n)\exp [-j\frac{2\pi }{M}(k-\frac{M+1}{2})(N_f-1-n+\frac{M+2}{4})],n=\mathrm{0,1},...,N_f-1,$

其中，k＝1，...，M，f_k(n)表示第k个支路的综合滤波器的冲激响应，其长度是N_f+1，h_k(n)表示第k个支路的分析滤波器的冲激响应，其长度是N_f，h_p(n)，n＝0，1，...，N_f-1表示一个原型低通滤波器，长度是N_f，这里，N_f是M的整数倍。所有的综合滤波器和分析滤波器都是通过对该原型滤波器进行指数调制而得到的，在频域上看，就是对原型滤波器的频率响应进行均匀移位，移位的规则是使得各综合(分析)滤波器的频率响应分布与所使用频带划分的子频带一一对应，在本实施方式中，这意味着有12个综合(分析)滤波器，即M＝12，且相邻两个综合(分析)滤波器的频率响应有一半的交叠。取N_f＝4*M＝48，图13给出了这里所采用的原型滤波器和综合滤波器的幅频响应，分析滤波器的幅频响应与对应的综合滤波器的幅频响应相同，从图中可以看出，相邻滤波器的频率响应有一半的交叠，因而过渡带宽比较宽，所以在阶数较低的情况下各滤波器的阻带衰减也很大，大约有-60dB。各滤波器的采样频率固定为f_s＝W_total＝3.168GHz，图2中上变频器8和下变频器11的载波频率固定为f_mix＝f_c＝7.584GHz，则从图2中数字基带多载波调制器6出来的信号经过数模转换和上变频后，就被搬移到了所要使用的超宽带频带上，其中第k(k＝1，2，...，M)个综合滤波器的输出信号的频谱将被搬移到第k个子频带上。接收端与发送端类似，第k个子频带上的信号频谱经过下变频后将被第k个分析滤波器取出。

因为相邻子频带间有干扰，为了简化均衡器，需要消除这些干扰。在理想信道条件下，可以证明，选择合适的原型滤波器h_p(n)，可以使如图14所示的系统达到完全重构，即每一路的输出等于对应输入的延迟，相邻路之间的干扰在取实部操作之后被消除。本实施方式中所采用的滤波器组就满足上述完全重构的条件，完全重构的性质使得接收端可以使用比较简单的均衡器。注意到完全重构条件要求输入数据是实数，而每个滤波器都是复数的，现在要在每个滤波器对应的数字子频带上传送实数数据，这初看起来似乎会降低频谱效率，但是相邻两路的频谱有一半的交叠，因此频谱利用率并没有下降。

图2中发送端的信道编码器1在输入数据中加入冗余信息进行编码，以提高传输的可靠性。可以选择多种码率的多种编码方式，如卷积码、Turbo码、LDPC码等。本实施方式中采用约束长度为7的卷积码，编码速率根据相关指标要求可选择1/3、1/2、5/8和3/4等值。

调制器2对编码后的比特进行星座点映射，得到调制符号，可根据相关指标要求采用M-PSK，M-QAM等调制方式，本实施方式中采用QPSK调制。

串并转换器3把调制符号分配到各个支路上，如果不使用某些子频带，则它们对应的支路上不分配数据，这里假设所有子频带都使用，则串并转换器3将1路串行数据流转换为M＝12路并行数据流。

每一路的组帧器4_n根据OFDM调制的参数和所采用的滤波器组的参数对该路数据按照一定格式进行分组，并且添加同步符号序列、信道估计符号序列、帧头信息符号序列等从而构成帧。因此，为具体说明组帧器4_n，还需要先说明OFDM调制器的参数。

OFDM调制器5_n对所在支路的每帧数据进行OFDM调制，包括串并转换、IFFT操作、附加循环前缀、并串转换等。在本实施方式中，OFDM的子载波数目取N＝128，循环前缀长度取N_cyc＝37个样值。本实施例中，由于采用了完全重构的滤波器组，因此并不要求插入空子载波，但是因为综合滤波器组的输入要求是实数，这就对OFDM调制器的输入进行了限制。对实数序列进行FFT操作得到的是共轭对称序列，所以，要求进入到OFDM调制器的数据经过串并转换后得到的一系列序列都是共轭对称序列。长度N为偶数的共轭对称序列X(n)，n＝1，2，...，N，是指满足下列条件的序列：X(1)、X(N/2+1)是实数，X(n)＝X^*(N+2-n)，n＝2，3，...，N/2。

假设每一支路上每一帧包含K_data个数据OFDM符号，这里固定K_data＝100。则组帧器4_n首先选择N*K_data/2＝6400个调制符号，将它们分成K_data＝100组，每组包含N/2＝64个调制符号，然后对每一组符号进行共轭对称扩展，将64个符号扩展成为包含128个符号的共轭对称序列，图15给出了共轭对称扩展示意图。整理好数据之后，组帧器4_n在数据序列的前边还要插入若干同步符号、信道估计符号和帧头信息符号，这些符号序列也具有共轭对称性质。最终组帧器4_n输出长度为(K_sync+K_est+K_header+K_data)*N的一帧，其中K_sync、K_est、K_header、K_data分别是同步序列、信道估计序列、帧头信息序列、数据序列所包含的OFDM符号数。

每一帧数据经过OFDM调制后所得符号再通过数字基带多载波调制器6进行第二次调制，从而把各路基带数据调制到相应的数字子频带上，并且合并在一起，得到整个射频频带信号的数字基带信号。数模变换器7把数字信号转换为模拟基带信号；上变频器8把模拟基带信号搬移到所要使用的超宽带射频频段，然后经由天线9发送出去。这样就得到了具有双层载波的发送信号。

图2中接收端接收天线10从空中接收的信号，通过下变频器11将射频信号搬移到基带，再通过模数转换器12转换为数字基带信号。

数字基带多载波解调器13对上述基带信号进行分解，取出对应子频带的信号，并且通过下采样将其转换到采样率更低的基带，得到与发送端对应的多路基带信号，每一路信号包含了对应发送端信号的全部信息，同时又受到信道的影响和相邻支路信号的干扰。

OFDM解调器14_n对每路基带信号进行OFDM解调，其具体过程包括串并转换、去除循环前缀、FFT操作等。

检测器15_n的功能是对OFDM解调后的数据进行均衡和检测，从而得到发送端调制符号的估计值。均衡器的设计有很多种方案，本实施方式中采用一种基于最小均方误差准则的LMS自适应均衡器，采用其他自适应算法的均衡方法也适用本发明。均衡的作用主要有两个，一个是对不理想的信道响应进行补偿，另一个是对相邻支路数据的干扰进行消除。OFDM的使用使得频率选择性衰落信道转化为多个平坦衰落信道，所以信道影响的消除只需要用单抽头的均衡器就可以完成。对信道进行补偿后，就得到了与图14类似的完全重构系统，只不过现在数据还在OFDM调制的频域，且没有进行取实部操作。如果对均衡后的序列进行IFFT操作转化到时域，并且取实部，就得到与发送端相同的时域符号，消除了相邻支路的干扰，再进行一次FFT操作，就得到与发送端相同的频域符号，这正是均衡所要达到的目的。不难证明，上述操作可以简化为简单的两两合并操作。图16给出了第k个(k＝1，2，....，12)支路上估计和检测某一OFDM频域符号中第i个原始输入符号所使用的检测器的具体结构，其中i＝1，2，...，64，表示进行共轭对称扩展前的调制符号的序号。w_k，i(n)表示第k个支路、第n个OFDM符号周期中对第i个OFDM子载波上已解调数据使用的均衡器的系数(当i＝1时需要把图16中N+2-i改为N/2+1)。检测器15_n是由N/2＝64个上述结构构成的，并且以串行方式输出检测后的符号。

检测后的数据再通过并串转换器16把多路数据合成为一路，送到解调器17进行符号解调，最后通过信道解码器18恢复出原始输入数据。

本实施方式中，与传统多带超宽带相比，存在以下优点：

1)可以达到很高的速率，与所用带宽成正比。假如12个子频带全部用上，采用r＝1/2码率的卷积码，QPSK调制，则在不考虑循环前缀和帧头信息序列等的情况下，信息传输速率约为R_bits＝r*(log₂4)*M/2*fs/(M/2)＝fs＝3.168Gbps；

2)发送端和接收端分别只使用一个变频器，降低了射频的复杂度；

3)子频带的配置和切换都在数字域完成，频带使用灵活；

4)所用的综合和分析滤波器阶数低，且阻带衰减大，不需要再使用阶数很高的成型滤波器来抑制带外辐射。这也是本实施例相对于实施例1的优势。

以上为本发明的两种比较基本的实施方式，依据本发明公开的内容，可以显而易见地得到一些类似的方案，均应落入本发明保护的范围。