均衡器系数的符号级自适应方法，用于实现该方法的存储器、均衡器以及接收机

摘要

一种调整均衡器的至少一个系数的符号级自适应方法，该方法包括步骤：执行计算均衡器系数的值的自适应算法，该自适应算法具有确定所计算的系数值与最佳解的接近程度(？)的可调参数，b)在严格处于两个连续时刻tA与tB之间的中间时刻tΔ处，根据所计算的系数值修改均衡器系数的值，时刻tA和tB分别与导频符号周期的开始和结束相对应，以及c)根据数目Δ调节可调参数的值，其中数目Δ表示在时刻tB之前仍要接收的或自时刻tA开始已经接收的码片的数目。

说明书

技术领域

本发明涉及均衡器系数的符号级自适应方法，用于实现该方法的 存储器、均衡器以及接收机。

背景技术

贯穿本说明书所使用的术语与关于诸如UMTS(通用移动电信系 统)之类的CDMA(码分多址)通信系统的3GPP(第三代合作伙伴计 划)标准中所定义的术语一致。

注意到，在CDMA通信系统中，将扩频应用到用于将数据符号从 发射机传输至接收机的物理信道。扩频至少包括将每个数据符号转换 为由多个码片组成的码片序列的信道化操作，从而增大了传输信号的 带宽。码片是最小持续时间键控元素。将每个数据符号的码片的数目 称作扩频因子。

在信道化操作中，将来自一个信道的每个数据符号与信道化编码 相乘。通常，同时将多个信道从发射机传输至接收机。每个信道与其 自身的信道化编码相关联。在正交CDMA系统中，信道化编码是正交 的。例如，使用OVSF(正交可变扩频因子)编码。

在CDMA通信系统中，从发射机到接收机的传输包括：至少一个 导频信道和多个业务信道。导频信道用于传输每个接收机已知的预先 确定的数据符号。将这些预先设定的数据符号称作导频符号。可以通 过所有接收机对导频信道进行解扩。

意在利用单独的接收机对每个业务信道进行解扩。因此，使用只 有发射机和该接收机已知的信道化编码对每个业务信道进行解扩。相 反地，使用发射机和所有接收机已知的信道化编码对导频信道进行扩 展。

在正交CDMA接收机中使用均衡器均衡在接收机处接收的信道， 从而近似地恢复在接收的码片序列中的正交性并且减少码片间干扰 (ICI)。换言之，均衡器校正码片级的信道失真。

信道失真随时间变化。因此，有必要调节均衡器系数以跟踪信道 改变。这样，存在根据信道失真调整均衡器系数的方法。存在的方法 包括步骤(此后称作步骤a))：

-执行自适应算法，所述自适应算法计算使在解扩器输出的导频符 号估计与相应期望导频符号之间的误差最小的均衡器系数的值，所述 自适应算法具有确定所计算的系数值与最佳解之间的接近程度的可变 参数。

因为将要最小化的误差是：在解扩导频符号与相应的期望的导频 符号之间的误差，所以将这些存在的方法称为“符号级自适应”。相反 地，如果将要最小化的误差是：在导频符号的码片与期望的导频符号 的相应的码片之间的误差，则将该自适应方法称为“码片级自适应”。 在文献D1(Colin D.Frand，Eugene Visotsky and Upamanyu Madhow “Adaptive interference suppression for the downlink of a direct sequence CDMA system with long spreading sequence”；Journal of VLSI Signal Processing，vol.30，no.1，pp 273-291，March 2002)中进一步详细描述了 符号级自适应和码片级自适应之间的差别。

已经证实了符号级自适应方法是有效的。然而，仅能够以导频符 号速率进行符号级自适应。事实上，在开始对该导频码片序列进行解 扩之前有必要等待导频符号的每个码片的接收，以得到导频符号的可 靠估计，其中从所述估计中能够计算误差。例如，如果导频信道化编 码具有256的扩频因子，则仅能够每隔256码片间隔执行符号自适应。 因此在跟踪快速改变信道中，符号级自适应方法是慢的。

在名为Visotsky等在US 6,175,588提出了该问题的解决方案。更准 确地，US 6,175,588公开如何使用比完整导频信道化编码短的信道化 编码对导频符号进行解扩，以便以比导频符号速率高的速率产生导频 符号估计。然而，较短的导频信道化编码不与其它同时使用的信道化 编码正交。结果，通过其它通道同时接收的其它符号强烈地干扰了得 到的导频符号估计。该方法的可靠性差。

发明内容

因此，本发明的目的是提供一种能够更好跟踪快速改变信道的符 号级自适应方法。

本发明提供了一种符号级自适应方法，其中，所述方法包括步骤：

-在严格处于两个连续时刻t_A与t_B之间的中间时刻t_Δ处，根据所计 算的系数值修改均衡器系数的值，时刻t_A和t_B分别与导频符号周期的 开始和结束相对应(在下文中称作步骤b))；以及

-根据数目Δ调节可调参数的值，其中所述数目Δ表示在时刻t_B之 前仍要接收的、或自时刻t_A开始已经接收的码片的数目(在下文中称 作步骤c))。

因为更频繁地实施自适应，所以在时刻t_A与t_B之间调整均衡器系 数允许更好的跟踪快速改变通道。然而，在时刻t_A与t_B之间的时刻t_Δ处，用于对导频符号进行解扩的信道化编码与其它同时使用的信道化 编码不完全正交。因此，在时刻t_Δ处，导频符号估计不像在时刻t_A或t_B处得到的导频符号估计一样可靠。此外，申请人已经注意到，在数目 Δ的绝对值增大时，导频符号估计的可靠性下降。根据数目Δ调整可 变参数允许补偿在可靠性上的这种下降。例如，在数目Δ增大时，调 节可调参数以得到比数目Δ为空时更接近最佳解的所计算的系数值。 因此，例如能够粗略保持导频符号估计的稳定性恒定，而自适应算法 执行时间随着数目Δ的绝对值的减小而缩短。因此，通过根据数目Δ 调节可调参数，能够至少部分地补偿由于使用与其它同时使用的信道 化编码不完全成交的信道化编码来实现对导频符号的解扩而导致的负 面结果。

以上方法的实施例可以包括以下特征中的一个或多个：

-当数目Δ的绝对值增大时，调节可调参数以得到更接近最佳解的 所计算的系数值。

-如果数目Δ的绝对值大于阈值Δ_max，则不执行步骤b)，其中Δ_max是 严格比所使用的最小扩频因子的一半小的正整数。

-自适应算法是MMSE(最小化均方误差)算法，在MMSE算法中 可调参数是随着数目Δ的绝对值的增大而减小的步长μ。

-解扩器使用完整导频信道化编码得到在步骤a)中使用的导频符 号估计。

-在步骤c)期间，还根据信号干扰比的估计或根据正交CDMA接 收机速率的估计调节可调参数的值。

终端的以上实施例存在以下优点：

-当数目Δ增大时，调节可调参数以得到更接近最佳解的所计算的 系数值：允许补偿具有作为数目Δ的绝对值的函数而减小的导频符号 估计可靠性的结果，

-如果数目Δ的绝对值大于阈值Δ_max，则不修改均衡器系数的值： 在导频符号估计的可靠性过于小的情况下避免了均衡器系数的自适 应，

-使用MMSE算法：允许同时抑制噪声和码片间干扰，

-使用完整导频信道化编码以得到导频符号估计：提高了导频符号 估计的可靠性，以及

-根据信号干扰比或根据接收机速率调节可调参数：允许进一步提 高得到的导频符号估计的可靠性。

本发明还涉及具有用于执行以上符号级自适应方法的指令的存 储器。

本发明还涉及用于正交CDMA接收机中以校正在码片级的信道 失真的自适应均衡器。该均衡器具有至少一个可调系数以及能够实施 以上符号级自适应算法的计算器。

本发明还涉及包括以上自适应均衡器的正交CDMA接收机。

通过以下描述、附图和权利要求，本发明的这些和其它方面将显 而易见。

附图说明

图1是正交CDMA通信系统的结构的示意图；

图2是图1中使用的OVSF编码树的图解；

图3是能够在图1的系统中使用的自适应均衡器的特定实施例的 示意图；

图4是示出了图1的系统中所接收的导频码片序列的时序图；

图5是示出了根据数字Δ的图3的自适应均衡器的可调参数值的 图；以及

图6是图1的系统中执行的符号级自适应方法的流程图。

具体实施方式

图1示出了正交CDMA通信系统2。在以下描述中，不详细描述本 领域技术人员所熟知的功能或结构。

例如，图2是诸如UMTS之类的无线电信网络。

为了简单，仅示出一个基站4和仅一个用户设备。例如，用户设 备是诸如移动电话之类的无线接收机6。

基站4具有无线正交CDMA发射机10，以将数据符号发送至小区 内的许多用户设备。

例如，发射机10遵照与扩频和调制有关的3GPP TS 25.213标准的 规范。因此，这里仅描述对理解本发明必不可少的发射机10的详情。

将发射机10设计为：同时发送K数据符号a_1，n，a_2，n，...，a_i，n，...，a_K，n，其中 指数i表示信道，索引n标识通过信道i传输的符号的序号。仅为了例证 目的，假设符号a_1，n是将要在被称为是PCPICH(基本公共导频信道) 的信道中传输的导频符号。还假设a_2，n是将要通过PCCPCH(基本公共 控制物理信道)传输的符号。例如，其它符号a_3，n至a_K，n是将要在诸如 业务信道之类的其它信道(在UMTS标准中限定的)中传输的符号。

将每个符号a_i，n发送至各自的用于执行信道化操作的模块S_pi。更准 确地，每个模块S_pi将接收的符号a_i，n与信道化编码C_i相乘，其中信道化 编码C_i与同时用于其它信道的任何其它信道化编码正交。

例如，在图2的OVSF编码树中选择信道化编码C_i。在图2中，标 记C_ch，SF，n代表具有扩频因子SF的第n个信道化编码。

在3GPP TS 25,213标准中描述了图2的编码树以及将每个编码向 各自信道的分配。

在图2中，仅全部表示了编码树级I、II和III，并且仅部分示出 了编码树级VII、VIII和IX。图2中未示出编码树级IV和VI。

级I仅包括与信道化编码C_ch，1，0相对应的根节点20。

级II包括根节点20的两个子结点22和24。节点22和24分别与信道 化编码C_ch，2，0和C_ch，2，1相对应。这两个信道化编码是正交的。在级II中， 每个信道化编码具有等于2的扩频因子。

节点22和24还分别是子节点26、28和30、32的亲代节点。节点26、 28、30和32与信道化编码C_ch，4，0、C_ch，4，1、C_ch，4，2和C_ch，4，3相对应。级III的信 道化编码具有等于4的扩频因子并且彼此正交。

级III的每个节点是级IV中两个子结点的亲代节点，等等。

图2仅示出了：

-在级VII中与信道化编码C_ch，64，0相对应的节点34；

-在级VIII中分别与信道化编码C_ch，128，0和C_ch，128，1相对应的两个子节点 36和38；以及

-在级IX中分别与C_ch，256，0、C_ch，256，1、C_ch，256，2和C_ch，256，3相对应的四个节点 40、42、44和46。

应该注意的是，与图2中的OVSF编码树的一个节点相对应的信道 化编码与跟同级节点相关联的任何信道化编码正交。该信道化编码还 与跟其它同级节点之一的子结点相关联的任何信道化编码正交。例如， 信道化编码C_ch，2，1与信道化编码C_ch，2，0以及跟节点22的子结点相关联的任 何信道化编码正交。因此，信道化编码C_ch，2，1与信道化编码C_ch，256，0或C_ch，256，1正交。

与以上相反，跟亲代节点相关联的信道化编码不与跟其子结点相 关联的信道化编码正交。例如，信道化节点C_ch，128，0不与信道化编码C_ch，256，0或C_ch，256，1正交，而是与信道化编码C_ch，256，2正交。

为了例证目的，假设以上定义的信道化编码C₁和C₂分别与信道化 编码C_ch，256，0和C_ch，256，1相等。

将每个模块S_pi的输出端连接到加法器50。加法器50将与每个扩频 符号a_i，n相对应的码片序列相加。

加法器50将所产生的总码片序列输出至扰码器52。扰码器52对总 码片序列进行扰码。更准确地，扰码器52将总码片序列与加扰编码S[I] 相乘，以得到加扰后的总码片序列b[l]。在利用天线56将序列b[l]作为 无线电信号58传播到空中之前，通过不同模块(未示出)传输序列b[l]。 在CDMA通信系统中，将无线电信号58称为“下行链路信号”。

接收机6具有：天线60，用于接收无线电信号58；以及射频接收 机62，用于将接收的无线电信号转换为基带加扰总码片序列y[l]。

能够根据以下关系估计序列y[l]：

y[l]＝b[l]*h[l]+v[l](1)

其中：

-b[l]是加扰总码片序列；

-h[l]是时变码片速率离散时间系统；

-v[l]是模拟平均高斯噪声和来自其它基站的干扰的扰动项；以及

-符号“*”是卷积操作。

序列y[l]进入自适应均衡器64，其中均衡器64输出估计加扰总码 片序列序列y[l]的均衡引入等于1_d的延迟。

利用对估计码片序列进行解扰的解扰器66接收估计总码片序列 事实上，在时刻1-1_d处，解扰器66将序列与发射机10中使 用的加扰编码S[1-1_d]的复共轭S*[1-1_d]相乘。

然后将解扰后的总码片序列发送至解扩器D_s1和解扩器D_sj。

解扩器D_s1对解扰后的总码片序列进行解扩，以得到导频符号估计 为此，解扩器D_s1将解扰后的总码片序列与信道化编码C₁相乘。

将导频符号估计发送至减法器70，其中减法器70从导频符号估 计中减去相应的期望导频符号a_1，n，以得到误差e。重复地，导频符 号是在利用接收机6接收以前已知的预先确定的导频。减法器70将误差 e发送至均衡器64，使得均衡器64能够调整其自身系数以使该误差e最 小。将参考图3更详细地描述均衡器64的特定实施例。

解扩器D_sj使用另一信道化编码的共轭对解扰后的总码片序列进 行解扩，以得到通过信道j传输的符号的符号估计

接收机6还具有SINR(信号干扰噪声比)估计器80以及速率估计 器82。例如，估计器80根据传统方法计算SINR的估计并且将该估计输 出至均衡器64。

估计器82计算接收机6的速率或速度的估计，并且将该估计输出 至均衡器64。

图1示出了接收机6的实施例，在接收机6中均衡发生在解扰和解 扩之前。然而，在图3中在解扰和解扩发生在均衡之前的情况下更详细 地描述了均衡器64。在上文中提到的文献D1中描述了图3的均衡器64 的一般特性。

均衡器64具有用于接收序列y[l]的输入端90以及用于输出导频符 号估计的输出端92。

均衡器64包括由以下方程限定的自适应滤波器96：

$C\left(z\right)=\underset{m=L1}{\overset{L2}{\Sigma }}{W}_m{Z}^{-m}---\left(2\right)$

其中：

-L₁≤m≤L₂的W_m是滤波器96的L₂-L₁+1个系数；以及

-Z^-m表示m个码片间隔的延迟。

滤波器96可以采用有限横向(finite transversal)滤波器或任何其 它合适的结构的形式。均衡器64调整滤波器96的系数，以使由噪声、 干扰以及码片间干扰引起的均方误差最小。由误差e驱动自适应均衡器 64的自适应，该误差e向均衡器指示系数应该移动到的方向，以便更精 确地表示数据。

因此，均衡器64具有与输入端90相连接并且包括L₁+L₂的延迟块 T_L1至T_L2的抽头延迟线94。每个延迟块对序列y[l]延迟码片间隔。

滤波器具有L₂-L₁+1个并联支路。将每个支路的一端连接到滤波器 96的相应输入端而另一端连接到加法器98，其中加法器98将每个并联 支路输出的结果相加。每个并联支路包括乘法器，所述乘法器将在该 支路一端输入的信号与相应系数W_m相乘。在图3中，根据系数的顺序 布置并联支路，使得最高支路将输入信号与W_L1相乘，而最低并联支 路将输入信号与系数W_L2相乘。

通过解扩器D_s1和解扰器66将最高并联支路的输入端连接到输入 端90。通过解扩器D_s1和解扰器66将其它并联支路连接到延迟块T_Li的相 应输出端。如文献D1中解释的，以上结构在均衡之前首先执行解扰和 解扩。

均衡器64还包括计算器110，该计算器10能够修改滤波器96的每 个系数W_m的值，使得根据信道改变调整均衡器64。更准确地，计算器 110能够执行自适应算法，所述自适应算法计算使误差e最小的系数W_m的值。这样，由计算器110执行的算法是MMSE(最小化均方误差)算 法。优选地，在不同的MMSE算法中，在本实施例中使用的自适应算 法是LMS(最小均方)算法或NLMS(标准化最小均方)算法。在以 下文件中进一步详细描述了LMS和NLMS算法：

“On the statistical efficiency of the LMS family of adaptive algorithms”(Berbark Widrow and Max Kamenetsky，ISL-Deparment of Electrical Engineering，Stanford University，Stanford CA)。

像任何MMSE算法一样，LMS和NLMS算法具有确定所计算的系 数值与最佳解的接近程度的可调参数。在LMS和NLMS算法情况下， 将可调参数成为“比例常数μ”或“步长μ”。在下文中，我们将使用术语 “步长μ”。

注意到减小的步长μ不仅致使计算更接近最佳解的系数，还致使 对于计算系数W_m而言必要的操作次数的增加。因此，不期望步长μ永 久地非常小。

在本实施例中，计算器110根据数目Δ以及根据估计器80和82输 出的SINR估计和速率估计选择步长μ。例如，计算器110使用与均衡器 64相连的存储器116中记录的查找表格114。查找表格114根据数目Δ的 值、SINR估计以及速率估计定义了步长μ的值。例如，根据实验结果 建立查找表格114，然后将查找表格114记录在存储器116中使得均衡器 64能够使用查找表格114。

例如，能够使用执行诸如存储器116之类的存储器中记录的指令 的可编程电子计算器实现均衡器64。存储器116包括用于执行图6的方 法的指令。

下面将参考图4限定数目Δ。

在图4中，横坐标表示时间，而纵坐标表示导频符号周期。

时刻t_A和t_B与导频符号周期的边界相对应。因此，通过与导频符 号118相对应的256码片间隔将时刻t_A和t_B隔开。在时刻t_A和t_B处，导 频信道化编码C₁与任何其它同时使用的信道化编码完全正交。因此， 仅使用在时刻t_A与t_B之间接收的每个码片对导频符号118进行解扩导 致了最可靠的导频符号估计。

然而，解扩还可以发生在时刻t_B附近，在如以下限定的时刻t_Δ处：

t_Δ＝t_B+Δ.T_c(3)

其中：

-t_B是导频符号周期的末端的时刻；

-数目Δ是能够是正或负的整数；以及

-T_c是码片间隔。

如图4所示，如果在时刻t_-1发生解扩，则将解扩编码作用于导频码 片序列120，其中序列120开始于时刻t_A之前的一个码片间隔并且结束 于时刻t_B之前的一个码片间隔。序列120具有：属于导频符号118的N-1 个码片加上属于先前接收的导频符号的一个码片122。能够将码片122 看作是附加噪声。因此，由于仅干扰(disrupt)了256个码片中的一个， 所以即使在时刻t_-1发生解扩、解扰和均衡，使用序列120得到导频符号 估计带来仍然非常可靠的导频符号估计。

图4示出了，解扩也能够发生在时刻t_-2和t_-3。

解扩还能够发生在在时刻t₁，也就是时刻t_B之后的一个码片间隔。 采用与解释码片序列120类似的方式，在时刻t₁处，将解扩操作应用于 导频码片序列124，其中导频码片序列124开始于时刻t_A之后一个码片 间隔并且结束于时刻t_B之后一个码片间隔。序列124具有：属于导频符 号118的N-1个码片，以及属于下一个将要接收的导频符号的一个附加 码片126。因此，由于仅干扰了256个码片中的一个，所以使用序列126 在时刻t₁处得到导频符号估计也带来非常可靠的估计。

图4还示出了，解扩能够发生在时刻t₂和t₃。

如能够理解的，导频估计的可靠性随着数目Δ的绝对值的增大而 降低。更准确地，确定了应该分别利用上下限Δ_max和Δ_min限定的数目Δ， 以避免均衡器操作上的发散影响。已经示出了，界限Δ_min和Δ_max的绝对 值应该至少小于最小的所使用的扩频因子的一半。例如，在UMTS系 统中，如果当前使用的最小扩频因子是16，则界限Δ_min和Δ_max的绝对值 应该严格小于8。例如，在该情况下，将极限Δ_min和Δ_max的绝对值选择 为等于5或4。

在本说明书中提出了，根据数目Δ调节步长μ的值，以补偿导频 符号估计的可靠性的随着数目Δ的绝对值的增大而下降。图5示出了可 能的解决方案。横轴表示均衡器的解扩和自适应发生的时间，纵轴表 示步长μ的值。例如时刻t₀与时刻t_B相对应。

如图5所示，步长μ的值随着数目Δ的绝对值的增大而减小。步长 μ的下降引起自适应算法的可靠性的提高。因此，在本实施例中，利 用根据数目Δ对步长μ的调节来补偿在数目Δ的绝对值增大时出现的 导频符号估计的可靠性降低。此外，例如随数目Δ的绝对值下降而增 大步长μ允许减少对于计算均衡器系数值而言必要的操作次数。

对于以预先设定的速率移动并且与具有预先设定的SINR的基站 通信的接收机，实验性地确定在时刻t_i获得最佳均方误差的步长μ的 值。通过对于不同的、预设的SINR以及速率值重复该操作，能够建立 查找表格114。

现在将参考图6描述接收机6的操作。

在步骤140中，接收机6接收新码片。然后在步骤142中，计算器 110确定当前时刻t_cur是否与均衡器系数的自适应发生的时刻t_i相对应。 例如，在步骤142中计算器110根据以下关系确定一个数目Δ_A和一个数 目Δ_B：

t_cur＝t_A+Δ_A.T_c      (4)

t_cur＝t_B+Δ_B.T_c      (5)

其中：

-t_cur是当前时刻；以及

-以上已经限定了t_A、t_B和T_c。

如果数目Δ_A和Δ_B分别不在界限Δ_min和Δ_max之内，则不发生系数均 衡器的自适应并且方法返回步骤140。这与当前接收的码片大致在时刻 t_A与t_B中间的情况相对应。

例如，现在假设当前时间t_cur等于t_-1。

从而，在步骤142中，计算器110确定数目Δ_B在Δ_min和Δ_max所设置的 界限内。如图4所限定的，在该情况下数目Δ_B与数目Δ相对应。随后， 在阶段144中发生均衡器系数的自适应。

在阶段144的开始，在步骤146中，利用解扰器66对导频码片序列 120进行解扰。

随后在步骤148中，解扩器D_s1将解扰的导频码片序列与信道化编 码C₁相乘，以对接收的导频码片序列进行解扩。

在步骤150中，然后利用滤波器96对解扩的导频码片序列进行滤 波，以得到估计

在步骤152中，利用减法器70从当前导频符号估计和期望导频 符号a_1，n计算当前误差e。并行地，计算器110读取由估计器80和82输出 的当前SINR估计和当前速率估计。随后在步骤156中，计算器110在查 找表格114中读取步长μ的值(与等于“-1”的数目Δ以及所读取的SINR 估计和速率估计相对应)。

在步骤158中，计算器110执行自适应算法以计算使当前误差e最小 的均衡器系数的新值。在步骤158期间，自适应算法所使用的步长μ是 在步骤156中读取的步长μ。

一旦计算了系数W_m的新值，则在步骤160中，计算器110根据在步 骤158中计算的值修改系数W_m的当前值。更准确地，在步骤160中，计 算器110用在步骤158中计算的这些系数W_m的新值替换系数W_m的当前 值。在步骤160的末尾，该方法返回步骤140以接收下一码片。因此， 只要数目Δ在界限Δ_min与Δ_max之间，就在每个码片间隔调整均衡器系 数。这意味着，在一个符号周期期间，多次调整均衡器系数。因此， 均衡器64能够更精确地跟踪快速信道改变。

许多其它实施例是可能的。例如，不需要根据速率估计或SINR 估计选择步长μ。能够在具有与图3中详细描述的结构不同的结构的均 衡器中实现以上教义。例如，如在以下文献中描述的，均衡器64的结 构可以是微小间隔方案：

F.Petre，M.Moonen，M.Engels，B.Gyselinckx，and H.D.Man， “Pilot aided adaptive chip equalizer receiver for interference suppression in ds-cdma forward link，”Proc.Vehicular Technology Conf.，pp.303-308， Sep 2000。

MMSE算法家族包括使误差e的平方最小的许多其它迭代算法。例 如，该家族还包括RLS(回归最小方差)算法。

具体地在用户设备中实现均衡器的情况下描述了符号级自适应 方法。然而，以上教义适用于任何正交CDMA接收机，例如像在基站 中实现的接收机。

在本说明书和权利要求中，在元件前面的词“一”不排除多个这样 的元件的存在。此外，词“包括”不排除除了所列以外的其它元件或步 骤的存在。

权利要求中的括号中包含的参考标记意旨有助于理解而不意旨 限定。